МикроЭВМ, обсуждавшиеся в предыдущей главе, представляют собой автономные вычислительные системы, скомпонованные вокруг микропроцессора и включающие обычно массовую память (диски), графические дисплеи, принтеры и, возможно, какое-то сетевое оборудование. Эти машины комплектуются терминалом, памятью и портами ввода-вывода, а также дополнительными вставными платами, расширяющими их возможности. МикроЭВМ прекрасно подходят для обработки текстов, выполнения вычислительной работы, построения систем автоматизированного проектирования (САПР) и даже автоматизированных систем управления производством (АСУП). В сочетании с коммерчески доступными аппаратными средствами микроЭВМ могут выступать в качестве программаторов логических устройств, логических анализаторов и интерфейсных процессоров в самых различных инженерных применениях. Встроив в разрабатываемый вами прибор или систему микропроцессор вместе с некоторыми дополнительными схемами, вы получите устройство, обладающее мощностью микроЭВМ. В такого рода «жестких» приложениях процессор выполняет фиксированную программу, зашитую в ПЗУ, при этом отпадает необходимость в массовой памяти (диски, лента), терминалах и т. д. Внешне прибор может иметь самый обычный вид, хотя его повышенную интеллектуальность часто выдает наличие специализированной клавиатуры. Приборы с микропроцессорным управлением, как правило, имеют лучшие характеристики при меньшей стоимости и более простом устройстве в сравнении с эквивалентными системами, выполненными на дискретных логических микросхемах. Более того, модификация или совершенствование прибора часто требует лишь написания новой программы.

Очевидно, что компетентный разработчик не может игнорировать отмеченные обстоятельства. Если вам требуются еще какие-то стимулы, можно отметить, что возня с микропроцессором — сущее удовольствие; встроив его в свой прибор, вы испытаете восхитительное чувство собственного могущества.

При разработке приборов с микропроцессорным управлением приходится уделять заметно больше внимания вопросам конструирования и программирования, чем при разработке микроЭВМ. В частности, следует выбрать тип памяти (статическое или динамическое ОЗУ, программируемое ПЗУ, электрически стираемое программируемое ПЗУ) и определить ее расположение в доступном «пространстве памяти»; определить форму ввода-вывода (включая выбор аппаратной реализации: обычные функциональные микросхемы среднего уровня интеграции или заказная БИС «периферийной поддержки»); написать и отладить встраиваемое программное обеспечение исходя из условий работы программно-управляемого прибора. Как правило, разработчики систем с микропроцессорным управлением должны свободно владеть как аппаратными средствами, так и программированием на языке ассемблера.

Большая часть концепций программирования и интерфейса с магистралью, обсуждавшихся в предыдущей главе применительно к микроЭВМ, непосредственно приложима к схемам микропроцессорного управления, и в дальнейшем мы предполагаем, что читатель знаком с содержанием гл. 10. Настоящую главу мы начнем с детального рассмотрения небольшого микропроцессора с элегантной системой команд, а именно МП Motorola 68008, который в сущности представляет собой 32-разрядный процессор (68000) с 8-разрядной внешней шиной данных.

Описав его архитектуру и систему команд, мы рассмотрим затем полный пример разработки — аналоговый «усреднитель сигналов», укомплектованный графическим дисплеем, цифровыми последовательными и параллельными портами и другими полезными деталями.

Естественно, никакая микропроцессорная система не может считаться завершенной без программного обеспечения, которое мы также рассмотрим применительно к нашему примеру. По ходу дела нам придется столкнуться с большими интегральными микросхемами — периферийными и памяти, и мы выскажем о них некоторые полезные замечания. Далее в главе будет уделено внимание синхронизации, шинам данных, а также другим популярным процессорам, включая микросхемы «микроконтроллеров» с высокой степенью интеграции. Наконец, мы отступим на шаг, чтобы обозреть весь процесс конструирования микропроцессорного устройства и коснемся систем разработки, макетных плат и эмуляторов.

Регистры. На рис. 11.1 показаны внутренние регистры МП 68000 (мы будем использовать обозначение «68000» при описании черт, общих для МП 68000 и 68008).

Рис. 11.1. Регистры МП 68000/8.

Процессор содержит 8 регистров данных и 7 адресных регистров, причем все они в полной мере являются регистрами общего назначения; вспомним в связи с этим, что в МП 8086/8 регистр АХ (AL) должен использоваться в операциях ввода-вывода, DX — для адресации к портам и т. д. Регистры данных могут содержать «байты» (8 бит), «слова» (16 бит) и «данные слова» (32 бит), причем тип данных в любой операции указывается непосредственно в обозначении команды на языке ассемблера (см. ниже). Все вычисления и обработка байтов выполняются в регистрах данных.

Адресные регистры используются как указатели памяти или пространства ввода-вывода в 5 из 12 возможных для МП 68000 способов адресации; в адресных регистрах допустимо выполнение лишь нескольких арифметических операций (сложение, вычитание, сравнение, пересылка). Сегменты, как и сегментные регистры, отсутствуют; в микропроцессорах семейства 68000 всегда возможен доступ ко всему адресному пространству (1 или 4 Мбайт для МП 68008 в DIP — или четырехстороннем корпусе, 16 Мбайт для 68000, 4 Гбайт для 68020/30).

В микропроцессоре также имеются: указатель стека (фактически их два, но в каждый данный момент активен только один), программный счетчик PC (именуемый в МП 8086/8 «указатель команд») и регистр состояния SP. Последний содержит флаги (нуля, переноса, переполнения и др.), а также маску прерываний и биты режима.

Память и ввод-вывод. В отличие от МП 8086/8 в процессорах 68000 не предусмотрены отдельные сигналы магистрали ввода-вывода и в их системе команд отсутствуют команды ввода-вывода типа IN и OUT. Ввод-вывод осуществляется так же, как и обращение к памяти, с использованием адресов полной длины и стробирующих сигналов. Для подключения порта ввода-вывода вам следует декодировать адресные линии и сделать так, чтобы регистры ваших портов выглядели, как несуществующая память. Такой метод называется отображением ввода-вывода на пространство памяти; он используется во многих микропроцессорах. (Впрочем, даже в случае самостоятельного протокола ввода-вывода МП 8086 всегда можно отобразить ввод-вывод на пространство памяти с помощью стробирующих сигналов MEMR' и MEMW'.)

Преимущество отображения ввода-вывода на пространство памяти заключается в том, что для операций над регистрами портов можно использовать все команды, предназначенные для работы с памятью. Специальные команды IN/OUT МП 8086/8 заменяет команда MOVE; кроме этого, непосредственно над содержимым портов можно выполнять операции арифметические (сложения, вычитания, циклического сдвига, сравнения, проверки), логические (И, ИЛИ), а также над битами (установка бит, проверка бит). Единственный недостаток отображения ввода-вывода на пространство памяти заключается в необходимости декодировать много адресных линий; практически здесь не возникает трудностей, поскольку при большом адресном пространстве и малом числе портов ввода-вывода нет необходимости декодировать полный адрес (примеры см. ниже).

11.02. Система команд и способы адресации

В табл. 11.1 приведен полный набор команд МП 68000. Чтобы образовать правильный оператор (команду) языка ассемблера, следует указать операнды (с помощью одного из 12 режимов адресации) и тип данных (байтов, слово или длинное слово). На языке ассемблера фирмы Motorola оператор выглядит следующим образом:

ОПЕРАЦИЯ. размер источник, приемник

Здесь ОПЕРАЦИЯ берется из табл. 11.1, размер есть В, W или L (байт, слово или длинное слово соответственно), а источник и приемник могут представлять регистры, непосредственные константы или ячейки памяти. Ниже приведено несколько примеров с указанием способов адресации.

Таблица 11.1. Набор команд МП 68000/8

Операция · Описание

Арифметические

ABCD Сложение упакованных двоично-десятичных чисел

ADD Сложение

ASL Арифметический сдвиг влево

ASR Арифметический сдвиг вправо

CLR Очистка операнда

DIVS Деление (знаковое)

DIVU Деление (беззнаковое)

EXT Расширение знака

LSL Логический сдвиг влево

LSR Логический сдвиг вправо

MOVE Пересылка

MULS Умножение (знаковое)

MULU Умножение (беззнаковое)

NBCD Отрицание упакованного двоично-десятичного числа

NEG Отрицание

SBCD Вычитание упакованного двоично-десятичного числа

SUB Вычитание

Логические

AND Логическое И

BCHG Проверка и изменение бита

BCLR Проверка и очистка бита

BSET Проверка и установка бита

BTST Проверка бита

CHK Проверка регистра на границы

CMP Сравнение

EOR Исключающее ИЛИ

EXG Обмен регистров

NOT Побитовое дополнение

OR Логическое ИЛИ

RESET Возбуждение линии RESET

ROL Циклический сдвиг влево без расширения

ROR Циклический сдвиг вправо без расширения

ROXL Циклический сдвиг влево с расширением

ROXR Циклический сдвиг вправо с расширением

Scc¹⁾ Установить байт по условию

SWAP Обмен половин регистра

TAS Проверка и установка операнда

TST Проверка операнда и установка флагов

Управления

Всс¹⁾ Условный переход

BRA Безусловный переход (относительный)

BSR Переход на подпрограмму (относительный)

DBcc¹⁾ Проверка, декремент и переход

JMP Безусловный переход (7 режимов)

JSR Переход на подпрограмму (7 режимов)

LEA Загрузка эффективного адреса

LINK Подсоединение стека

NOP Холостая команда

PEA Загрузка в стек эффективного адреса

RTE Возврат из исключения

RTR Возврат, восстановление кодов условий

RTS Возврат из подпрограммы

STOP Останов

TRAP Ловушка (векторизованное исключение)

TRAPV Ловушка по переполнению

UNLK Отсоединение стека

Коды условий ("сс")

СС Перенос сброшен

CS Перенос установлен

EQ Равенство нулю

F Никогда не истина²⁾

GE Больше или равно нулю

GT Больше нуля

HI Выше

LE Меньше или равно нулю

LS Ниже или равно

LT Меньше нуля

MI Минус

NE Не равно нулю

PL Плюс

T Всегда истина²⁾

VC Переполнение сброшено

VS Переполнение установлено

^____

¹⁾ _{См. «Коды условий».}

²⁾ _{Не используется в командах Вcс; вместо «ВТ» используйте BRA.} 

MOVE.W (непосредственная,

# $FFFF,D0 регистровая)

MOVE.B (А0), (А1) (косвенная, косвенная)

ADD.L D5, (А2) + (прямая, косвенная с постинкрементом)

BTST.B #2$C0000 (непосредственная, абсолютная длинная)

В первом примере устанавливаются в 1 все 16 бит регистра D0 (символ «$» обозначает «шестнадцатиричное», а «#» указывает на «непосредственную» константу); вторая команда копирует байт из ячейки памяти, адрес которой находится в А0, в ячейку памяти, адрес которой находится в А1; третья прибавляет 32-разрядное знаковое целое к 4-байтовому («длинному») целому, которое начинается в памяти с байта, адресуемого через А2, после чего содержимое А2 увеличивается на 4; последняя команда проверяет бит 2 в ячейке памяти С0000Н, устанавливая соответствующим образом флаг нуля Z (для последующей команды условного перехода). Заметьте, что операнды cледуют в порядке — источник, приемник, что противоположно нотации МП 8086.

МП 68000 позволяет использовать почти все режимы адресации и размеры операндов с любой командой («Справочное пособие программиста МП 68000» исчерпывающе описывает все допустимые сочетания; наиболее полезная информация собрана в табл. 11.2). В результате написание изящных и эффективных программ на языке ассемблера оказывается относительно простой задачей. Например, работая с МП 8086 и желая проанализировать состояние флага порта ввода-вывода, вы должны будете сохранить и восстановить содержимое регистра AL и в сумме использовать 5 команд (PUSH, IN, TEST, POP, Jcc). МП 68000 позволяет выполнить ту же операцию с помощью всего двух команд: BTST и Всс; никакие регистры не нужны, потому что бит памяти (и, следовательно, регистры порта) можно проанализировать непосредственно. Более того, «автоинкрементный» режим адресации вроде «(А2) +» дает возможность работать с массивами. Хотя мы еще не описали все режимы адресации и команды, вы вполне сможете выполнить следующее упражнение.

_{Упражнение 11.1. Скопировать массив длиной $100 байт из таблицы, начинающейся в ячейке $А0000 в таблицу, начинающуюся в ячейке SA8000. При решении этой задачи будет полезна команд WGT метка (переход если больше нуля).}

Режимы адресации. В приведенных выше примерах команд операции выполнялись над константами, содержимым регистров и содержимым ячеек памяти (или портов). Архитектура МП 68000 предусматривает богатый набор «режимов адресации» для определения этих операндов. В табл. 11.3 перечислены 12 режимов адресации, которые рассматриваются фирмой Motorola как 14. Вот что они значат:

Регистровая прямая адресация

Синтаксис: Dn (или An)

Пример: MOVE.W D0,D1

Операндом является содержимое указанного регистра

Непосредственная адресация

Синтаксис: #хххх

Пример: MOVE.B #$FF,D0

Операндом является указанная константа

Абсолютная адресация к памяти

Синтаксис: xxxx.W или xxxx.L

Пример: ADD.W D0JB000.W

Адрес операнда указан как непосредственная константа

Косвенная адресация

Синтаксис: (An)

Пример: SUB.W D0, (А0)

Указанный регистр содержит адрес операнда

Косвенная постинкрементная адресация

Синтаксис: (Аn) +

Пример: MOVE.B (А0) +, (А1) +

Аналогична косвенной, но после выполнения операции An инкрементируется на величину размера

Косвенная предекрементная адресация

Синтаксис: — 1Аn)

Пример: MOVE.W D0,-(A7)

An сначала декрементируется на величину размера, затем выполняется косвенная адресация

Косвенная адресация со смещением

Синтаксис: d₁₆(An)

Пример: MOVE.L (А0),100(А0)

Адрес операнда определяется как (An) плюс 16-разрядное знаковое смещение d₁₆

Косвенная индексная адресация со смещением

Синтаксис: d₈(An,Xn.W [или. L]) (Хn может быть либо Dn, либо An)

Пример: MOVE.L 100(A0),100(A0,D7)

Адрес операнда определяется как (An) плюс (Хп) плюс 8-разрядное знаковое смещение d₈

PC-относительная адресация со смещением

Синтаксис: d₁₆(PC)

Пример: LEA 100(РС), АЗ

Адрес операнда отличается от адреса этой команды на величину 16-разрядного знакового смещения

PC-относительная адресация с индексом и смещением

Синтаксис: d₈(PC,Xn.W или. L)

Пример: MOVE.W 100(PC,D0.W),D1

Адрес операнда отличается от адреса этой команды на величину суммы 8-разрядного знакового смещения и содержимого Хn.

Несколько пояснений: в первых двух режимах не адресуется память; адресуются регистры или непосредственные константы (т. е. константы, включенные в поток команд; они могут быть только источниками, но никогда не приемниками). Все остальные режимы служат для адресации памяти. Абсолютная адресация удобна для обращения к портам ввода- вывода или к отдельным ячейкам памяти.

Косвенная (особенно с постинкрементом или предекрементом) хороша для работы с массивами или стеком; кроме того, если адрес уже находится в адресном регистре, такая адресация быстрее абсолютной, так как при выполнении команды адрес (абсолютный) не требуется извлекать из памяти. PC-относительные режимы адресации особенно удобны при написании «позиционно-независимых» программ, поскольку все адреса определяются относительно самих программных строк; заметьте, что 8- и 16-разрядные смещения представляют собой знаковые целочисленные дополнения до 2, позволяя описывать ячейки, отстоящие от точки отсчета на ±127 или ±32767 байт соответственно. Обратите еще внимание на то, что непосредственные или РС-относительные операнды нельзя модифицировать (они «неизменяемы»).

11.03. Представление команд на машинном языке

Как уже упоминалось выше, язык ассемблера, использованный нами в примерах, не является «объектным кодом», фактически выполняемым микропроцессором. Скорее это мнемоническое представление, удобное для написания программ. Последовательность команд языка ассемблера, составляющая программу, должна быть преобразована в последовательность двоичных байт, выполняемых процессором. Как и в случае МП 8086, каждая команда языка ассемблера МП 68000 преобразуется (ассемблируется) в несколько байт машинного кода. Код операции (коп) всегда занимает 2 байт, но в тех случаях, когда требуется определить режимы адресации, к нему могут добавляться дополнительные слова (двухбайтовые). В зависимости от вида операции и режимов адресации команда может иметь длину от 2 до 10 байт. Например, команда

ADD.W (A1) +,D3

ассемблируется в код минимальной длины (2 байта), именно (D6 59)_н, причем и номера регистров, и режимы адресации указываются (вместе с кодом операции) в самой 2-байтовой команде. С другой стороны, команда MOVE.W $FFFF,$A0000 ассемблируется в 8-байтовый код, а именно (33 FC FF FF 00 0А 00 00)_н, причем в первых двух байтах указываются операция и режимы адресации, в следующих двух байтах — непосредственная константа, а в последних четырех байтах — абсолютный адрес (длинный) приемника.

ЦП, естественно, по самой своей конструкции умеет интерпретировать этот результирующий машинный код. Рассмотрение структуры машинного кода конкретной команды может помочь вам в понимании логики работы ЦП. На рис. 11.2 развернута структура самой употребительной команды МП 68000 MOVE.

Рис. 11.2. Структура команды MOVE.

Пройдемся по ней. Два лидирующих нуля идентифицируют (почти) команду, как операцию MOVE; следующие два бита определяют размер операндов, как это показано на рисунке. Любопытно отметить, что поскольку комбинация бит 00 не используется для описания размера, код 0000ххх…хх не входит число кодов команды MOVE (однако не думайте, что этот код пропадает — фирма Motorola использует его для других команд). Следующие 6 бит описывают режим адресации и регистр (если таковой используется) операнда-приемника, а последние 6 бит заключают ту же информацию об операнде-источнике; на рис. 11.2 показано, как кодируется эта информация. Заметьте, что последние 5 режимов адресации, не использующие регистр, разделяют между собой оставшийся номер режима (111) и различаются «фальшивыми» номерами регистра. Если режим адресации какого-либо из операндов требует дополнительной информации (непосредственные данные, абсолютные адреса, смещения), к коду команды добавляются дополнительные байты, как это показано на рис. 11.2.

Любопытно заметить, что МП 68000 расходует 1/4 х 3/4 = 19 % всех возможных кодов команд на команду MOVE, предоставляя все сочетания режимов адресации и для источника, и для приемника. Фирма Motorola не могла быть столь же расточительной для остальных 50 с лишком команд табл. 11.1, и возможности их адресации пришлось урезать.

К примеру, если использовать фирменное обозначение <еа> для полного набора команд, то можно образовать команды ADD < еа >, Dn или

ADD Dn, <еа>

но не все варианты полного сочетания

ADD <еа>, <еа>

В реальной жизни вы всегда пользуетесь ассемблером (который работает на компьютере или микропроцессорной «системе разработки») для выполнения черной работы по конструированию этих команд. Однако, чтобы убедиться, что мы действительно поняли суть дела, попробуем свои силы в «ручном ассемблировании». Закодируем команду

MOVE.W #$3FFF,(A1) +

Код размера равен 11 (слово); код режима приемника равен 011, а регистра — 001; для приемника код режима равен 111, а «регистра» — 100. Таким образом, код команды составляет

00 11 001 011 111 100, или 32FCH

а полностью команда кодируется как

32 FC 3F FF

Мы не без основания подозреваем, что дальнейшие абстрактные обсуждения системы команд и режимов адресации заставляет вас закрыть эту книгу навсегда. Поэтому давайте рассмотрим прострой пример программирования, после чего перейдем к сигналам магистрали МП 68008. После этого мы сможем выполнить полное проектирование микропроцессорного устройства на базе МП 68008, включая его программное обеспечение.

Иллюстрация команд и режимов адресации МП 68000 дана в программе 11.1, где показаны два способа копирования таблицы из 100Н байт, начинающейся в ячейке $8000, в непосредственно прилегающую область памяти (с адреса $8100).

В первом варианте для пересылки из памяти в память мы использовали косвенную адресацию со смещением (удобное средство, отсутствующее в МП 8086), а также инкремент указателя, декремент счетчика и условный переход. При частоте генератора 10 МГц цикл занимает 6,2 мкс, и вся таблица пересылается за 1,6 мс. Во втором варианте в программу введен второй адресный регистр, указывающий на приемник. В этом случае можно использовать постинкрементную адресацию и отказаться от команды ADDQ, что увеличивает скорость пересылки. Анализ на выход из цикла мы выполняем с помощью более эффективной (но рискованной) команды «декремент и условный переход» DBcc. В результате цикл выполняется почти в два раза быстрее (3,4 мкс на шаг, 0,87 мс на всю пересылку).

_{Упражнение 11.2. Напишите программу для вычисления суммы 16-разрядных слов в таблице, начинающейся с адреса $10000. Пусть длина таблицы в словах хранится в качестве первого элемента таблицы (он не должен входить в сумму); предположите также, что суммирование не приведет к переполнению.}

_{Упражнение 11.3. Напишите программу для изменения порядка байтов в таблице, имеющей длину $100 байт и начинающуюся с адреса $1000.}

Прямолинейный (но медленный) способ решения задачи заключается в изменении порядка байтов в процессе копирования во вспомогательный массив, который затем копируется на место исходного. Более быстрый способ предполагает изменение порядка байтов «на месте» (следите только, чтобы, шагая по таблице, не наступить себе же на ноги). Запрограммируйте оба метода.

11.04. Сигналы магистрали

Если вы усвоили взаимодействие сигналов на магистрали IBM PC, то разобраться с сигналами МП 68008 не составит труда — они схожи. Мы описали их в табл. 11.4 (имеющей тот же формат, что и табл. 10.1) и на рис. 11.3.

Рис. 11.3. Сигналы МП 68008.

Лучше всего воспользоваться уже испытанной последовательностью изучения и рассмотреть сначала программно-управляемую передачу данных («программно-управляемый ввод-вывод»), затем прерывания и, наконец, ПДП. Это не займет много времени.

Программно-управляемая передача данных. Программно-управляемая передача данных показана на рис. 11.4; мы также изобразили сигналы (CLK и AS'), которые в процессе проектирования схемы обычно можно игнорировать.

Рис. 11.4. Циклы чтения/записи МП 68008 (8 МГц, без состояний ожидания).

В МП 68008 используется один сигнал, стробирующий данные (DS'), а также линия направления чтения-записи (R/W) в отличие от IBM PC, где предусмотрены два стробирующих сигнала (IOR', IOW'). В цикле записи ЦП переводит сигнал R/W в низкое состояние, устанавливает адрес и данные и, выждав некоторое время, переводит в низкое состояние сигнал DS'. Приемник (память или устройство ввода-вывода) фиксирует данные, которые (в отличие от IBM PC) гарантированно установлены еще перед фронтом сигнала DS', и подтверждает прием, устанавливая в низкое состояние сигнал DTACK'. ЦП завершает цикл, снимая сигнал DS' и затем (выждав некоторое время на случай использования приемником Прозрачных фиксаторов) снимает адрес и данные. Таким образом, достоверность данных гарантируется в течение DS' плюс короткие интервалы до и после сигнала. Цикл чтения отличается лишь тем, что ЦП поддерживает линию R/W' в высоком состоянии (указывая тем самым, что выполняется чтение) и, к тому же, устанавливает сигнал DS' на один такт раньше, чтобы дать возможность источнику данных отозваться на требование данных. Данные должны быть установлены до окончания сигнала DS'; детали взаимодействия показаны на рис. 11.4.

Действие сигнала DTACK' требует дальнейшего обсуждения. Шина МП 68008 является асинхронной (см. разд. 10.14): установив сигнал DS', ЦП, перед тем, как завершить цикл, ожидает от адресуемого устройства сигнала подтверждения DTACK' (через проводное ИЛИ). Если сигнал DTACK' поступает перед концом такта S4, состояния ожидания не включаются в протокол, и последовательность сигналов выглядит точно так, как показано на рис. 11.4; если же DTACK' задерживается, ЦП удерживает все свои выходные сигналы в стабильном состоянии (включая в протокол магистрали после такта S4 «состояния ожидания») до появления сигнала DTACK', после чего завершает цикл тактами S5-S7. Состояния ожидания требуются только при работе с очень медленными устройствами, поэтому адресуемое устройство должно устанавливать сигнал DTACK' сразу же после распознания им на шине своего адреса (устройство может установить DTACK' по результатам декодирования адреса или образовав логическое И из сигнала декодирования и полученного им из ЦП сигнала AS', который указывает на достоверность адреса). Вообще говоря, если все устройства, подключенные к шине, являются быстрыми, вы можете, с известной долей риска, постоянно удерживать линию DTACK' в низком состоянии и полностью избавиться от состояний ожидания; эта методика отразилась в названии журнала, посвященного высокопроизводительным приложениям семейства МП 68000: «DTACK' заземлен».

Все это выглядит несколько запутанно, но в действительности сопряжение с МП 68008 выполняется очень просто. На рис. 11.5 изображен простейший порт ввода-вывода.

Рис. 11.5. Параллельный порт ввода-вывода, а — базовая схема; б — схема с реально существующими вентилями; в — реализация на основе ПЛМ.

Адресные сигналы декодируются и после поступления сигналов DS' и R/W' образуют сигналы, используемые для стробирования D-триггеров выходного регистра (для записи) и разрешения тристабильных выводов входного регистра (для чтения). Сигнал DTACK' устанавливается сразу после расшифровки адреса (если адресуется данный порт), поскольку для столь быстрых устройств, какими являются 8-разрядные регистры, состояния ожидания не требуются; мы использовали обычный прием преобразования драйвера с тремя состояниями в драйвер с открытым коллектором. Заметьте, что для стробирования D-триггеров мы использовали срез сигнала DS'; это сделано из-за того, что фронт сигнала DS' может отстоять от момента установки достоверных данных всего лишь на 35 нс (см. рис. 11.4), что опасно близко к времени упреждения многих 8-разрядных регистров (например, семейства LS и НСТ имеют минимальное время упреждения 20 нc). Так, если на шине данных используются шинные буферы (например, 8-разрядные двунаправленные буферы `245), то дополнительная задержка данных относительно сигнала DS' может привести к тому, что триггеры схемы `574 не успеют установиться. Используя срез сигнала, мы выигрываем дополнительные 140 мкc для увеличения времени упреждения. (При желании можно было использовать прозрачные фиксаторы, например `573, которые фиксируют данные по срезу сигналы фиксации; для таких фиксаторов характерное минимальное значение времени упреждения, как и времени удержания, составляет около 15 нc.)

Варианты схем, приведенные на рис. 11.5, учитывают практические детали. Оказывается, в большинстве логических семейств отсутствуют 3-входовые вентили ИЛИ! Одним из возможных решений является использование 2-входовых вентилей, как показано на рис. 11.5. Более современный способ - поместить всю вентильную логику в комбинационную ПЛМ; помимо уменьшения числа микросхем, это дает вам возможность, используя высокую плотность вентилей в ПЛМ, генерировать с помощью одной микросхемы стробирующие и разрешающие сигналы для дополнительных периферийных портов.

Одна незначительная деталь приведенного примера предвосхитила материал следующего раздела. В процессе обработки прерывания (см. ниже) МП 68008 выполняет цикл подтверждения прерывания, выглядящий, как цикл чтения самого верха памяти (линии А4-А19 установлены в 1). Если в этой области адресного пространства вы располагаете память или какие-то регистры, их надо заблокировать на время цикла прерывания, идентифицируемого по состоянию битов FC0-2 «функционального кода». Все это поясняется в следующем разделе.

Прерывания. В МП 68008 реализуются и автовекторизуемые, и полностью векторизуемые (с подтверждением) прерывания (если вы забыли, что это такое, см. разд. 10.11), для чего используется вторая группа сигналов шины из табл. 11.4. В обоих случаях вы запрашиваете прерывание, устанавливая на двух линиях приоритетного запроса (IPL') некоторую комбинацию низких уровней. Две линии определяют три уровня прерываний (четвертое состояние - на обеих линиях высокий потенциал - соответствует отсутствию прерывания). Эти линии схожи с линиями IRQ магистрали IBM PC, но поскольку они чувствительны к уровню, к каждому уровню прерываний можно подключить несколько прерывающих устройств, (Полезно заметить, что МП 68000, а также некоторые варианты МП 68008 имеют 3 линии IPL', что позволяет определить 7 уровней прерываний.)

ЦП, обнаружив запрос прерывания (по крайней мере одна линия в низком состоянии), выполняет цикл подтверждения (рис. 11.6), в течение которого идентифицируется источник прерываний.

Рис. 11.6. Цикл подтверждения прерывания.

ЦП устанавливает на линиях А1-А3 значение уровня прерывания, а на линиях А4-А19 высокий уровень; все линии функционального кода FC0-2 устанавливаются в высокое состояние. Затем ЦП выполняет цикл чтения (устанавливая сигнал R/W' в высокое состояние). Теперь ваши внешние цепи определяют вид цикла подтверждения: автовекторизуемое (переход в соответствии с уровнем IPL') или с подтверждением (переход в соответствии с вектором, установленным прерывающим устройством на линиях D0-D7). Более просто реализуется автовекторизуемое прерывание (рис. 11.7).

Рис. 11.7. Автовекторизуемое прерывание.

Внешняя цепь обнаруживает цикл подтверждения по сигналам FC0-2 и одновременно с AS' устанавливает входной сигнал VPA'. После этого ЦП осуществляет переход на программу обслуживания, соответствующую уровню IPL прерывания. Для перехода используются векторы (т. е. 32-разрядные адреса программ обслуживания), расположенные по абсолютным адресам $68, $74 или $7C. Если число прерывающих устройств не превышает трех, автовекторизация весьма удобна. Собственно говоря, устройств может быть и больше, но вам придется опрашивать регистры состояния всех «подозрительных» устройств (т. е. устройств, подключенных к обслуживаемому уровню прерываний), чтобы найти виновника. И лишь в случае, когда у вам много потенциальных источников прерываний (маловероятная ситуация в небольшом устройстве на базе МП 68008), и к тому же требуется обеспечить минимальные временные задержки, целесообразно обратиться к схеме прерываний с подтверждением.

Полностью векторизируемые прерывания реализуются следующим образом. Прежде всего оставьте сигнал VPA' на входе ЦП в сброшенном состоянии (высокий уровень). Организуйте схему таким образом, чтобы каждое устройство, работающее в режиме прерываний, выставляло бы свой вектор на линии данных в ответ на цикл чтения ЦП, выполняемый при установленных в высокое состояние сигналах FC0-2 и при уровне IPL (считываемом с линией А1-3), совпадающем с уровнем запроса устройства. При этом схема должна обеспечить выдачу вектора только одним прерывающим устройством, даже если несколько устройств одновременно выставили запросы на прерывание. Этого можно добиться, используя сигнал приоритета прерывания INPT, проходящий последовательно через все устройства, образующие, таким образом, приоритетную цепочку, как это было описано в разд. 10.11; тем самым гарантируется, что подтверждение прерывания выполняется только устройством (соответствующего уровня IPL), которое электрически расположено ближе других к ЦП, даже если запросы на прерывание поступают от нескольких устройств одного уровня IPL.

Другой, более элегантный метод показан на рис. 11.8.

Рис. 11.8. Полновекторизованное прерывание.

Здесь нет необходимости использовать неуклюжую цепочечную структуру, которая заменяется линиями запроса от каждого устройства. Состояния этих линий фиксируются в начале каждого цикла магистрали (фронтом сигнала AS) и поступают в дешифратор приоритета (который генерирует двоичный адрес возбужденного входа с максимальным номером, см. разд. 8.14). Кроме этого, дешифратор генерирует выходной сигнал (GS'), если возбуждается любой из входов; этот сигнал используется для инициации прерывания ЦП. Для простоты мы поместили прерывания от всех устройств на один уровень IPL. ЦП отзывается на прерывание, сохраняя в стеке адрес возврата, после чего инициирует цикл подтверждения (рис. 11.6). В течение цикла подтверждения наша схема устанавливает вектор (образованный в схеме приоритетного отбора), а также сигнал DTACK'. После этого ЦП выполняет векторный переход на соответствующий обработчик.

Рассмотренная схема проста в реализации, и для семейства МП 68000 она работает быстрее, чем схема автовекторизации. Далее, относительно просто достигается увеличение числа прерывающих устройств степенями 8 при использовании дополнительных микросхем `574 и `148. От каждого периферийного устройства требуется выделенная линия (не одна линия шины); хотя при этом нарушается симметрия шины данных, такой способ предпочтительнее приоритетной цепочки, которая совершенно перестает работать, если забыть надеть перемычки на неиспользуемые разъемы. Фактически в новых компьютерных магистралях (например, магистраль NuBus машины Macintosh II) все чаще используются линии прерываний, разведенные по разъемам.

Отметим любопытную (и немаловажную) деталь в приведенной схеме. Вам может показаться странным, что индивидуальные запросы прерываний, генерируемые в устройствах с помощью фиксируемых бит (см., например, рис. 10.12), повторно фиксируются в схеме — 574. Причина этого носит тонкий характер. Прерывающие устройства, как правило, являются асинхронными по отношению к тактовым сигналам ЦП, и могут генерировать прерывания в любое время. Если второе периферийное устройство пошлет запрос прерывания в тот момент, когда ЦП считывает вектор первого прерывающего устройства, а фиксаторы в схеме обработки прерываний отсутствуют, установленный на шине вектор изменится «на полдороги» (в течение цикла подтверждения прерывания и получения вектора), что приведет к непредсказуемым результатам. Вы можете возразить, что такая ситуация маловероятна, и будете правы; однако она может возникнуть и вы даже можете оценить вероятность ее появления. Откладывая момент принятия решения о «намерении прервать» на начало каждого цикла шины, мы устраняем отмеченную проблему (вообще говоря, из-за явления «метастабильности» незначительная вероятность ошибки остается; если вам не хватает поводов для беспокойства, см. разд. 8.17).

_{Упражнение 11.4. Пусть мы рискнули отказаться от фиксирующего регистра `574 в установке, содержащей два асинхронных устройства, посылающих сигналы прерываний со скоростью 1000 прерываний в секунду каждое. Предположим, что цикл получения вектора имеет критическое временное окно в 1 нc, в течение которого смена установленного вектора приведет к чтению неправильного вектора (т. е. ЦП прочитает номер вектора, отличный от обоих установленных векторов). Оцените, сколь часто ЦП, осуществляя векторный переход, будет попадать пальцем в небо (с аварией системы).}

Еще одно замечание по поводу нашей схемы. В процессорах серии 68000 предусмотрена команда HALT, которая прекращает все процессы на шине, но не исключает повторного пуска системы с помощью прерывания (а также, естественно, полной перезагрузки). К сожалению, наша схема не предусматривает повторный пуск по прерыванию (почему?). Таким образом, вы должны либо обойтись без команды HALT, либо использовать какой-то другой сигнал (возможно, производный от сигнала CLK) для фиксации запросов прерываний.

В МП 68000 предусмотрена возможность установки 192 различающихся векторов прерываний с номерами от 40Н до FFH; соответствующие адреса переходов (т. е. адреса соответствующих сервисных программ) хранятся в ячейках памяти 100H-3FFH.

Прямой доступ к памяти. В системах на базе МП 68000 прямой доступ не реализуется установленным на плате контроллером ПДП с адресными счетчиками и проч., как это имеет место в системах с магистралью PC. Напротив, МП 68000 полностью освобождает шину, передавая ее новому ведущему; новый ведущий шины (которым может быть как другой МП 68000, так и простенький периферийный интерфейс) может затем выполнять любые действия, включая (но не ограничиваясь ими) классические функции ПДП пересылки данных в память или из нее.

Чтобы сделаться ведущим шины, любое устройство может выдать «Запрос шины», установив на линии BR' (через проводное ИЛИ) низкий уровень. ЦП очень серьезно относится к этой процедуре, во мгновение ока (?) устанавливая на линии «шина предоставлена» BG' низкий уровень. ЦП также прекращает контролировать состояние всех линий шины (кроме BG'), включая адрес, стробы и другие управляющие линии, помеченные индексом ²⁾ в табл. 11.4. Теперь внешнее устройство контролирует шину, и это состояние длится до снятия сигнала BR', после чего ЦП возвращает себе роль ведущего. Внешний ведущий обязан управлять шиной по тем же правилам, которым следует ЦП, чтобы не сбивалась работа остальных устройств, подключенных к шине. Собственно, они даже и не узнают, что произошло что-то необычное, если только не посмотрят на состояние линий BR'/BG'.

Если ведущими шины пытаются стать несколько устройств, они должны как-то разобраться между собой (выполнить арбитраж). Заметьте, что ЦП контролирует состояние линии BG', тем самым в какой-то мере управляя всем процессом.

Остальные сигналы магистрали. Ниже дано описание остальных сигналов, перечисленных в табл. 11.4.

CLK. Это вход для сигналов тактового генератора (см. рис. 11.3 и 11.4). Мы рекомендуем использовать какой-либо из недорогих кварцевых генераторов в DIP-корпусе, выпускаемых компаниями CTS, Dale, Motorola, Statec или Vectron. МП 68008 лучше работает с тактовыми сигналами симметричной формы, которые легко получить с помощью триггера, подключенного к выходу генератора. Максимальная допустимая частота обычно указывается в обозначении микропроцессора (и памяти тоже): последние варианты МП 68008 работают до частоты 10 МГц (МС 68008Р10). Двухбайтовые команды обычно выполняются за четыре периода тактовых импульсов (как на рис. 11.4), однако команды с более сложными способами адресации должны несколько раз обращаться к памяти, что может потребовать до 70 тактов или около того.

BERR. Вы устанавливаете этот входной сигнал, чтобы сообщить ЦП, что произошел сбой в работе шины. Например, если никто не установит сигнал DTACK' в ответ на строб данных, ЦП будет ждать его вечно; это может произойти, если программа обращается к несуществующей памяти. Установка сигнала BERR' вызывает переход (напоминающий переход при прерывании и называемый «исключением») на программу обработчика. Ниже на рис. 11.10 будет показана простая схемная реализация сигнала BERR.

RESET' и HALT'. Эти сигнальные линии необычны в этом отношении, что служат и как входы (для сброса или останова процессора), и как выходы (с помощью которых ЦП может инициализировать систему). Взгляните снова на рис. 11.10, где показан простой способ использования этих линий.

Е (разрешение). Может показаться, что этот выходной сигнал имеет большое значение, однако это не так. Сигнал Е (в комбинации с VPA') облегчает подключение к МП 68008 старых периферийных микросхем серии 6800 (разработанных для синхронного относительно медленного 8-разрядного микропроцессора 6800). В других случаях сигнал Е можно игнорировать.

Структурная схема. На рис. 11.9 изображена структурная, на рис. 11.10 — электрическая схемы микропроцессорного прибора.

Рис. 11.9. Структурная схема прибора общего назначения на базе микропроцессора.

Рис. 11.10. Электрическая схема прибора общего назначения на базе микропроцессора.

Рассмотрим сначала структурную схему, на которой показаны устройства, подключенные к магистрали. Если анализировать эту схему с позиции микроЭВМ, то сразу бросается в глаза «перекошенность» памяти: объем ПЗУ в 4 раза превышает объем ОЗУ. Однако в микропроцессорном приборе конкретного назначения все программы и таблицы размещаются не в ОЗУ, а в ПЗУ, а ОЗУ используется только для буферизации данных и хранения временных результатов вычислений. К тому же производители программируемых ПЗУ с ультрафиолетовым стиранием (РПЗУ) по мере повышения качества технологии прекращают выпуск ПЗУ малого объема; сейчас трудно найти РПЗУ с емкостью, меньшей 8Кx8 бит. Так или иначе, на схеме показана память минимально возможного объема (по одной микросхеме ПЗУ и ОЗУ); при необходимости память можно расширить.

Следующее устройство на магистрали-календарь-часы. Календарь-часы??!! Что это, просто излишняя роскошь для тех, кому лень посмотреть на собственные часы при включении прибора? Напротив, календарь-часы — существенный элемент любого прибора, выполняющего периодические измерения, или фиксирующего моменты поступления данных, или управляющего любыми другими процессами, протекающими во времени. Календарь-часы можно запрограммировать, чтобы они вызывали периодические прерывания с частотой от 100 прерываний в секунду до одного за день; можно использовать их и как будильник (конечно, без звонка; вместо звонка возникает прерывание), устанавливаемый на любой момент хотя и в следующем веке. В нашем усреднителе сигналов мы воспользуемся таймерами параллельного порта 8536, но и календарь иметь под рукой полезно.

Микросхема 8530 последовательного порта представляет собой высокопроизводительный двухканальный УСАПП (универсальный синхронно-асинхронный приемно-передатчик, см. разд. 10.19), в комплекте с парой задающих генераторов. Это очень приличная микросхема, не только знакомая со всеми хитростями обычного асинхронного интерфейса RS-232, но и обеспечивающая полный синхронный протокол "SDLC/HDLC", включающий контроль ошибок, восстановление после тайм-аута, синхронизацию кадров и т. д.; возможно слишком жирно для нашей задачи, но, в конце концов, какого черта! Микросхема 8536 является одновременно таймером и параллельным портом; ее сделали отличные ребята из фирмы Zilog, и она тоже не слабак: возможностей у нее тьма-тьмущая. Например, каждую из ее 20 линий можно запрограммировать на вход или на выход, как на прямой, так и на инверсный; каждый выход может быть с открытым стоком или с двумя состояниями, в то время как каждый вход может работать в нормальном режиме или с «запоминанием 1» (кратковременный положительный импульс устанавливает входной регистр).

Описание режимов, кажется, не имеет конца (оно занимает 26 страниц) и поражает неисчислимыми возможностями. Посмотрим теперь на верхний ряд устройств. Матрица ЭЛД представляет собой просто линейку из 8 диодов, предназначенных для индикации работы прибора; эти диоды могут оказать также существенную помощь при отладке, когда остальные средства оказываются бессильны. К одному из выходов, питающих ЭЛД, мы подключили твердотельное реле, с помощью которого можно управлять каким-то сильноточным устройством. Например, для стабилизации температуры в ванне можно подавать сигнал, характеризующий температуру, на вход АЦП, а с помощью реле переменного тока включать нагреватель. Мы еще предоставим вам возможность проявить свою смекалку в этой области при выполнении упражнений. Микропереключатель в DIP-корпусе является обычным 8-контактным переключателем, полезным для ввода в прибор настроечной информации; с его помощью можно, например, указать, какой последовательный порт (и на какой частоте) используется ЦП после включения питания. Наконец, мы подключили к магистрали по паре аналого-цифровых и цифро-аналоговых преобразователей, чтобы прибор мог функционировать в мире аналоговых сигналов.

Детали схемы. Теперь начнется самое интересное. Рассмотрим электрическую схему прибора (рис. 11.10).

ЦП CLK. для работы МП 68008 требуются тактовые сигналы (CLK) прямоугольной формы (перепады логических уровней) в диапазоне от 2 до 10 МГц. Верхний предел определяется скоростью срабатывания внутренних вентилей и регистров; в настоящее время можно встретить экземпляры МП 68008 с максимальной тактовой частотой 8, 10 или 12,5 МГц. Нижний предел определяется тем обстоятельством, что в ЦП используются динамические регистры, требующие периодической регенерации, поскольку данные в них сохраняются не в триггерах, а в заряженных конденсаторах. Скорость вычислений пропорциональна тактовой частоте, поэтому естественно желание всемерно повысить тактовую частоту. Это, однако, сопряжено с некоторыми недостатками: а) более жесткие требования к временной синхронизации памяти и периферийных устройств, б) большая стоимость и в) большая рассеиваемая мощность, особенно для маломощных КМОП-процессоров и периферийных устройств. Обычно потребляемая мощность не имеет большого значения, за исключением случая батарейного питания; см. гл. 14. Мы остановились на тактовой частоте 8 МГц, так как это дает возможность использовать ту же тактовую серию (деленную на два) для микросхемы последовательного порта; в противном случае для работы УСАПП потребовался бы отдельный генератор, или пришлось бы ограничиться низкими скоростями передачи.

RESET, прерывания, стробирующие сигналы. Для того чтобы выполнить начальную загрузку МП 68008, следует установить сигналы RESET' и HALT' (обе линии двунаправленные; надо использовать схему с открытым коллектором с принудительной установкой верхнего уровня). Мы применили простую схему автозагрузки, состоящую из RC-цепи, триггера Шмитта и кнопки. Обратите внимание на диод, служащий для быстрого разряда в случае коротких выбросов напряжения питания; более совершенная схема сброса при включении питания должна использовать цепь «микропроцессорного контроля» вроде МАХ692, дающую хорошо сформированный сигнал сброса. Линия, обозначенная нами MR', переводится в высокое состояние и при начальной загрузке, и (на время 128 тактов) при выполнении ЦП команды RESET; линия INIT' переводится в высокое состояние только при загрузке.

В этой простой системы мы остановились на автовекторизуемых прерываниях; логическое И сигналов FC0 и FC1 указывает на выполнение цикла подтверждения прерывания, в течение которого мы обязаны установить сигнал VPA' одновременно со стробом адреса AS'. Мы также используем наш сигнал INTA' для запрещения нормального декодирования ввода-вывода (см. ниже). В МП 68008 предусмотрены три уровня автовекторизуемых прерываний. К нижнему уровню (IPL1) мы подключили через проводное ИЛИ «медленные» прерывания от последовательного порта и календаря; прерывания от чувствительного к задержкам таймера (называемого "СIO"-микросхемой) реализуются на следующем уровне (IPL0/2). Самый верхний уровень «немаскируемых» прерываний (установлены обе линии IPL) зарезервирован для прерывания от кнопки (немаскируемое прерывание NMI), так что вы всегда можете вывести плату из состояния зависания в процессе отладки программы.

Для образования пары стробирующих сигналов (RD', WR') мы использовали несколько вентилей. Эти сигналы будут полезны для некоторых "Intel-совместимых" периферийных устройств, для которых требуются отдельные строб-сигналы.

DTACK', BERR' и медленные периферийные устройства. Наконец, мы использовали сдвиговый регистр с параллельным выводом (`164) в качестве машины состояния для генерации последовательности нескольких требуемых сигналов. Сдвиговый регистр удерживается в исходном состоянии до установки ЦП сигнала AS', который указывает на начало цикла шины (см. рис. 11.4). После этого единицы начинают продвигаться вниз по регистру, на один шаг на каждый нарастающий фронт тактовой серии. Выход Q₀ позволяет генерировать задержанный сигнал RD' (DELRD'), который используется обоими неповоротливыми устройствами (SCC и СIO), как это будет объяснено позже. Некоторые устройства ввода-вывода работают медленно и требуют состояний ожидания; выход Q₂ сдвигового регистра позволяет сформировать задержанный сигнал DTACK и реализовать два состояния ожидания для всех портов ввода-вывода (при нашей раскладке адресов весь ввода-вывод отображается на память выше адреса $80000, т. е. при установленном сигнале А19), и отсутствие состояний ожидания для памяти (сигнал А19 не установлен). Если, однако, 1 дойдет до конца сдвигового регистра, возникнут неприятности, поскольку любые циклы магистрали завершаются (со сбросом сигнала AS) задолго до этого. Поэтому последний выход (Q₇) использован для установки сигнала BERR, который приводит к векторизованному переходу (через ячейку 08), что предотвращает зависание ЦП. Такой сигнал «тайм-аута» магистрали особенно важен в ЭВМ общего назначения, где в противном случае обращение ЦП к несуществующему периферийному устройству приведет к аварии машины.

Память. Получив сигнал начальной загрузки (установка RESET и HALT), МП 68008 обращается к началу памяти с целью извлечения двух важных адресов: 32-разрядного стартового адреса, хранящегося в байтах памяти $04-$07, и начального значения указателя стека, располагающегося в байтах $00-$03. Прочитав эти адреса, МП инициализирует указатель стека, после чего осуществляет переход по стартовому адресу.

Поскольку эти ячейки в начале памяти считываются ЦП еще до загрузки какой-либо программы, эта область памяти должна быть энергонезависимой, т. е. ее содержимое должно сохраняться при полном отключении питания. Естественно использовать здесь РПЗУ (репрограммируемое постоянное запоминающее устройство, см. разд. 11.12), недорогое ПЗУ с байтовой организацией, стираемое ультрафиолетовым облучением. Эти ПЗУ легко распознать по небольшому стеклянному (собственно, кварцевому) окошку, расположенному «на спине» каждой микросхемы. Стирание РПЗУ требует полчаса, а запись-около минуты. Такие ПЗУ могут иметь емкость до мегабита, и данные сохраняются в них дольше, чем будет жить конструируемый вами прибор. Единственный недостаток размещения ПЗУ в начале памяти заключается в том, что там же располагаются разнообразные векторы (прерываний, ошибок шины и других «исключений»), содержимое которых хотелось бы изменять программно.

Решение проблемы может заключаться в использовании варианта РПЗУ, называемого ЭРПЗУ (электрически стираемое репрограммируемое постоянное запоминающее устройство). Можно также организовать двухступенчатый процесс: в ПЗУ постоянно хранятся векторы, указывающие на таблицу переходов в обычной памяти (ОЗУ, см. ниже). Есть, однако, более изящный способ. Вы конструируете схему таким образом, что при загрузке в начале памяти оказывается ПЗУ, но позже оно заменяется (под управлением программы) на обычную память с возможностью записи в нее, т. е. ОЗУ. Посмотрим снова на рис. 11.10. Мы использовали РПЗУ 27256, микросхему с организацией 32Кx8, имеющую, по нынешним стандартам, умеренную емкость. У нее есть 15 адресных входов, 8 трехстабильных выходов данных, вход выбора микросхемы (CS') и вход разрешения выхода (OE'). Каждый адресуемый байт (записанный в микросхему заранее в помощью программатора и более неизменяемый) поступает на линии данных только если установлены оба входа разрешения. Обычно вход CS' устанавливается как можно раньше сигналом с дешифратора адреса, а вход ОЕ стробируется сигналом чтения. В нашем случае память (ПЗУ или ОЗУ) активизируется только если сброшен сигнал А19; другими словами, память располагается в младшей половине адресного пространства. Кроме того, чтение ПЗУ разрешается только если а) установлен сигнал А18 или б) установлен бит BOOT (устанавливается при включении, сбрасывается программой). ОЗУ также располагается в нижней половине адресного пространства, но активизируется только если чтение ПЗУ запрещено. Таким образом, когда выполняется начальная загрузка, триггер BOOT установлен, и в адресном пространстве $0000-$7FFF временно располагается ПЗУ; ОЗУ как бы не существует. Обращение к ПЗУ осуществляется также и в области его «постоянного проживания», по адресам $40000-$47FFF.

Первые 8 байт ПЗУ остроумно запрограммированы так, что осуществляется переход на продолжение программы начальной загрузки, но уже в старшем адресном пространстве, где (среди прочего) очищается порт ЭЛД (адрес $86000). Запись в порт ЭЛД имеет побочный эффект сброса триггера BOOT, в результате чего временный образ ПЗУ в начале адресного пространства замещается образом ОЗУ. Для пояснения сказанного, ниже приведено содержимое первых 24 байт ПЗУ, реализующих описанную процедуру:

Заметьте, что две последние команды выполняются по адресам $40008 и $40010 соответственно благодаря стартовому адресу, извлеченному из ячейки $0004. Подключение микросхемы ОЗУ 8Кx8 осуществляется очень просто. ОЗУ воспринимает младшие 13 бит адреса (8К) и активизируется, когда сигнал А19 снят и ПЗУ отключено. Стробирующие сигналы RD' и WR' подключены ко входам разрешения выхода (OE') и разрешения записи (WE') соответственно. Будем пока считать, что схема декодирования, обозначенная на рис. 11.10 пунктиром, отсутствует. Тогда ОЗУ располагается в самом низу адресного пространства, за исключением момента начальной загрузки, когда оно замещается временным образом ПЗУ.

Однако наша схема декодирования адресов работает странным образом. Взглянем внимательно на ОЗУ. Мы игнорировали биты адреса А13-П17! В результате байт памяти с адресом, например $0000, имеет много двойников — его можно найти по адресам $2000, $4000 и вообще по любому адресу, имеющему нули в разрядах А0-А12 и А18-А19. Байт имеет множественное представление в адресном пространстве. Чтобы устранить эту неоднозначность, можно было более узко квалифицировать сигнал CS', разрешающий работу ПЗУ, обусловив нулевое состояние бит А13-А17, но в этом нет особого смысла. Хотя наличие «призраков» памяти по всему адресному пространству может показаться свидетельством небрежности, но вреда в этом нет, и к тому же экономятся вентили. То же происходит с ПЗУ (а также и с вводом-выводом). На рис. 11.11 показана карта памяти[1] нашего прибора, где описанные повторения обозначены явным образом.

Рис. 11.11. Карта памяти.

Разумеется, если вы захотите установить в системе дополнительную память, вам придется привлечь дополнительные адресные линии. На рис. 11.10 показано, как это можно сделать — просто подключите дешифратор 1 из 4 (`139) к двум следующим адресным линиям, активизируя его нашим сигналом разрешения ПЗУ, и без всяких хлопот вы можете добавить три блока ОЗУ. Дальнейшее расширение памяти осуществляется аналогично.

_{Упражнение 11.5. С помощью дешифратора 1 из 8 (`138) подключите к системе 8 блоков памяти 8Кx8.}

_{Упражнение 11.6. Модифицируйте схему с целью подключения ОЗУ емкостью 32Кx8.}

_{Упражнение 11.7. Теперь измените схему так, чтобы в ней работали два блока ПЗУ емкостью 64Кx8 (27512).}

_{Упражнение 11.8. Для каждого из предыдущих упражнений нарисуйте карту памяти.}

Синхронизация памяти. Перед тем, как приступать к рассмотрению ввода-вывода, полезно обратиться к вопросу синхронизации памяти. Ранее отмечалось, что наша схема генерации сигнала DTACK не создавала состояний ожидания при обращении к памяти. Это очень хорошо, но лишь в том случае, когда память обладает достаточным быстродействием, чтобы удовлетворить временным ограничением циклов чтения и записи на рис. 11.4. Но так ли это в действительности? Чтобы получить ответ на этот вопрос, надо начать с временной диаграммы МП 68008, затем вычесть наихудшие значения задержек «склеивающих» схем и посмотреть, сколько времени остается на реакцию памяти. Давайте проделаем это.

На рис. 11.12 изображен цикл чтения, для которого синхронизация обычно имеет большее значение.

Рис. 11.12. Временные соотношения цикла чтения из памяти (статическое ОЗУ, 150 нc).

Мы начали с временных характеристик ЦП для микросхемы в тактовой частотой 8 МГц, поскольку для нашей схемы мы выбрали именно эту частоту. Наиболее важным является временной интервал между правильным адресом ЦП и правильными данными памяти, так как этот интервал определяет максимально допустимое значение «времени доступа к адресу» со стороны памяти. В этом случае ЦП устанавливает правильный адрес по меньшей мере за 290 нc перед установкой правильных данных; соответствующее значение для DS' составляет 237 нc. Наша схема образования сигнала CS' для ОЗУ включает два каскада вентилей. При использовании микросхем 74НСТ02 и 74НСТ00 максимальные задержки составят 28 нc и 25 нc, что дает примерное значение 53 нc. В этом случае для времени доступа со стороны памяти (относительно фронта CS') остается 290 нc — 53 нc = 237 нc. С помощью аналогичных рассуждений (предположив, что сигнал RD' генерируется одной микросхемой 74НСТ32) получаем, что память должна выставить данные не позже 203 нc после установки ОЕ'. На рис. 11.12 также показаны наихудшие временные соотношения для самой медленной (150 нc) статической памяти (ОЗУ) с организацией 8Кx8: время доступа от фронта адреса 150 нc, от фронта CS' 150 нc и от фронта ОЕ' 60 нc. Поскольку для нашей схемы допустимы значения 290 нc, 237 нc и 203 нc, соответственно, мы имеем для наиболее критичной ситуации (время доступа от CS') запас почти 100 нc.

Мы не будем останавливаться на аналогичных рассуждениях для цикла записи, который в этом отношении является еще менее критичным. Очевидно, что с ОЗУ не возникает трудностей синхронизации, даже при использовании самой медленной памяти и при отсутствии состояний ожидания ЦП.

К сожалению, того же нельзя сказать про ПЗУ, которые обычно оказываются медленнее ОЗУ. Например, выпускаемые РПЗУ 32Кx8 характеризуются стандартными значениями времени (от адреса до данных или от CS' до данных) 150 нc, 200 нс и 250 нc. Приведенные выше выкладки сохраняют свое значение, но надо увеличить задержку CS' на 6 нс, так как изменяется логика образования этого сигнала. В результате только два более быстрых варианта РПЗУ удовлетворяют условию максимальной задержки 231 не от CS' до данных и могут использоваться в нашей схеме при отсутствии состояний ожидания. Вместо того, чтобы отбирать быстрые ПЗУ, можно было поставить более быструю «склеивающую» логику, например, 74АСТ или 74F; это дало бы возможность использовать ПЗУ с временем 250 нс. В действительности эти ПЗУ скорее всего будут работать в нашей схеме при любой логике, поскольку вычисления, выполненные на основе предельных временных характеристик, обычно дают результаты с большим запасом. Предельные значения достигаются при наихудшем сочетании температуры, напряжения питания, емкостной нагрузки и качества конкретной микросхемы; наши наихудшие условия предполагали значение напряжения питания 4,5 В, температурный диапазон от —40 °C до +85 °C, и неестественно высокую емкостную нагрузку 50 пФ. Если, однако, вы хотите быть уверенным в надежной работе аппаратуры, особенно в случае выпуска крупных серий приборов, следует вести расчеты по предельным значениям.

Периферийные цепи. В нашем приборе предусмотрено 9 периферийных устройств, поэтому в качестве «адресного коммутатора» мы использовали дешифратор «1 из 8» (`138); один из портов ввода-вывода разделяется ЭЛД-индикатором и набором микропереключателей. Сигналом разрешения дешифратора служит установка А19, что переводит нас в пространство ввода-вывода (верхняя половина адресного пространства); работа дешифратора запрещается на время цикла подтверждения прерывания, как это было объяснено ранее. К дешифратору подводятся линии А12-А14, в результате чего периферийные устройства имеют адреса $80000, $81000, $82000 и т. д.; оставшиеся старшие линии адреса мы игнорировали, как и при подключении памяти, в результате чего адреса периферийных устройств многократно появляются в адресном пространстве. В сущности, каждый адрес, превышающий 80000, до самого последнего адреса $FFFFF (а это полмиллиона адресов), отвечает какому-то периферийному устройству!

_{Упражнение 11.9. Расшифруйте это последнее утверждение, определив, сколько раз в точности каждое периферийное устройство появляется в адресном пространстве. После этого напишите общее выражение для адресов ЭЛД-индикатора, используя крестик (х) для тех бит, значение которых не влияет на результат дешифрации.}

_{Упражнение 11.10. Единственным реальным недостатком нашей схемы неполной дешифрации адресов является использование понапрасну полмегабайта адресного пространства для обращения к десятку пустяковых периферийных устройств, в то время как большую часть этого пространства можно было бы отвести под память. Покажите, как следует дешифровать адреса ввода-вывода, если большую часть адресного пространства 1 Мбайт предполагается отвести под память. Наши 8 портов должны отображаться на адреса $FF000, SFF100… SFF700 и не отзываться при обращении по меньшим адресам. Теперь можно установить ОЗУ объемом 1 Мбайт, однако при обращении по адресам портов ввода-вывода будут активизироваться и ввод-вывод, и память. Найдите способ разрешить эту проблему.}

Заметьте, что поскольку микросхема `138 игнорирует и младшие адресные сигналы, каждому периферийному устройству назначается целый набор смежных адресов. Некоторые устройства содержат несколько внутренних регистров, и для обращения к ним мы используем несколько младших линий адреса. Вы можете считать, что дешифратор отзывается на базовый адрес периферийного устройства. Рассмотрим теперь конкретные устройства ввода-вывода в нашем приборе.

ЭЛД и микропереключатели. Это простейшие из портов. При выводе матрица ЭЛД управляется 8-разрядным регистром из D-триггеров, для которого тактовым является сигнал декодирования адреса LEDSW', объединенный с WR'. Обратите внимание на то, что стробирование выполняется срезом сигнала; это уменьшает проблемы синхронизации, связанные со временем упреждения. Мы использовали восьмиразрядный регистр `273 с бистабильными выходами (вместо более распространенной тристабильной микросхемы `574) ради входа RESET', который мы устанавливаем на время сброса процессора или начальной загрузки; в результате при запуске световая индикация отключается. Логические микросхемы семейства НСТ имеют хорошие характеристики по скорости насыщения и выходному току (8 мА при выходном напряжении 4,5 В), что дает возможность использовать заземленную матрицу ЭЛД (с микросхемами семейства LS начальный уровень ЭЛД должен быть +5 В); это очень удобно, так как диоды индицируют единицы, а не нули. Выбранная нами матрица ЭЛД имеет встроенные резисторы, органичивающие ток до 6 мА. Заметьте, что один из битов порта ЭЛД управляет твердотельным реле переменного тока. Эти реле легко запускаются логическими уровнями (гарантированное напряжение срабатывания 3 В, сопротивление нагрузки 1,5 кОм), и, кроме того, они переключаются при нулевом напряжении (см. разд. 9.08 и 9.10). Заметьте также, что строб-сигнал WRITE порта ЭЛД выполняет дополнительную функцию, сбрасывая триггер BOOT при своей первой установке; после сброса триггера порт ЭЛД можно использовать по своему усмотрению.

Организация порта микропереключателей также не сложна. На выходе использован трехстабильный 8-разрядный инвертирующий буфер `240, управляемый уровнями от микропереключателей с принудительной установкой верхнего уровня. Разрешающим сигналом буфера служит тот же сигнал декодирования адреса LEDSW', на этот раз объединенный с RD'. Другими словами, если вы записываете по адресу $86000, данные индицируются на ЭЛД; если вы читаете, то считывается байт, характеризующий установку микропереключателей. Поскольку мы использовали инвертирующий буфер, замкнутый переключатель считывается как 1, а не 0.

АЦП и ЦАПы. Эти порты устроены так же просто. Обе микросхемы конвертеров являются «комплексными», со встроенными таймерами и опорными источниками. АЦП AD670 удовлетворяет протоколу сигналов R/W' и DS', поскольку снабжен входами направления и разрешения кристалла. Запись (разрешение микросхемы осуществляется низким уровнем R/W') начинает преобразование, в то время как чтение позволяет получить результирующий байт. В цикле записи АЦП фиксирует два бита данных: BPO/UPO' управляет диапазоном входных сигналов (высокий уровень — биполярный сигнал, низкий — однополярный), a FMT определяет формат цифрового выхода (высокий — дополнение до двух, низкий — беззнаковое двоичное представление). Выходной сигнал DONE говорит об окончании преобразования; мы отказались от использования этого сигнала, потому что, как нам кажется, проще выполнить несколько команд NOP в течение времени преобразования (длительность которого не превышает 10 мкс), чем организовывать опрос флага.

Микросхема AD670, как большинство периферийных микросхем, не отличается быстротой реакции в своей интерфейсной части. Ей требуется строб СЕ' по меньшей мере длительностью 300 нc в цикле записи, в цикле же чтения время доступа с момента установки СЕ' составляет 250 нc. Обратившись к рис. 11.4, вы увидите, что эти величины не удовлетворяют требованиям временной синхронизации МП 68008 в случае нормального (без состояний ожидания) цикла магистрали. Однако при двух состояниях ожидания (которые наша схема генерирует для всех адресов от $80000 и выше) все согласуется: сигнал DS' в цикле записи получает длительность 390 нc, а в цикле чтения он должен поддерживаться в установленном состоянии в течение 487 нc.

ЦАП AD558 также является комплексным конвертером; ему требуется единственное напряжение питания +5В, а на выходе образуется сигнал напряжения. В микросхему можно только записывать, поэтому мы использовали строб WR' для разрешения микросхемы, а сигнал декодирования адреса — для выбора микросхемы. Здесь также временные соотношения не будут удовлетворяться при отсутствии состояния ожидания: AD558 требует наличия данных за 200 нc до среза сигнала СЕ', а минимальная длительность СЕ' составляет 150 нc. Без состояний ожидания вы получите только 180 нc и 140 нc, соответственно; два состояния ожидания увеличат эти интервалы до удовлетворительных значений 430 нc и 390 нc.

Последовательный и параллельный порты. Типичными представителями перифейрийных БИС являются микросхемы Zilog 8530 SCC (последовательный порт) и 8536 СIO (параллельный порт и таймер). Такого рода микросхемы отличаются необычной гибкостью и умопомрачительным количеством рабочих режимов, программируемых путем засылки управляющих байтов во внутренние регистры. Некоторые из этих микросхем по сложности приближаются к микропроцессорам (см. рис. 11.13), и чтобы научиться программировать их работу, вам придется затратить немало времени.

Рис. 11.13. Структурная схема последовательного порта Zilog 8530.

_{Примечание: BR — запрос шины; FIFO — «пеpвым вошел, первым вышел»; TxD — сигнал передачи; RxD — сигнал приема; NRZ1 — кодирование без возвращения к нулю с инверсией; CRC — контроль циклическим избыточным кодом; DPLL — фазовая автоподстройка частоты; SDLC — синхронное управление линиями передачи данных.}

Хотя периферийные БИС обычно разрабатываются под конкретные микропроцессоры, общность их характеристик позволяет использовать микросхемы, предназначенные для поддержки определенного семейства микропроцессоров, с процессорами других фирм. Микросхемы Zilog 85хх претендуют на роль универсальных, «магистрально-независимых» периферийных устройств, хотя при использовании их с МП 68008 возникает некоторая несовместимость в отношении строба RD', которую мы снимем, образовав задержанный строб RD'.

Рассмотрим сначала параллельный порт/таймер 8536. В нем используется пара стробирующих сигналов RD' и WR', а также сигнал разрешения входа СЕ' (который, как и обычно, поступает с выхода дешифратора адреса). Кроме того, на соответствующий вход микросхемы подаются тактовые сигналы для синхронизации таймера и управления внутренней логикой. Микросхема 8536 включает цепи полностью векторизуемых прерываний с подтверждением, выставляющие вектор на линии данных в течение цикла подтверждения прерывания. Реализация всех этих излишних для нас возможностей требует использования приоритетной цепочки, связывающей устройства (с помощью входного сигнала IEi и выходного IEO), а также входа INTACK', управляющего установкой (программируемого) вектора. Мы же ограничимся выходным сигналом INT' для организации запроса прерывания. Из состава интерфейсной шины к параллельному порту подключаются линии данных D0-D7, а также адресные линии (А0, А1) для адресации внутренних регистров; использование двух младших адресных линий приводит к отображению внутренних регистров на адресное пространство, начинающееся с базового адреса. В нашем случае внутренние регистры располагаются по адресам $84000-$84003.

Число адресных выводов наводит на мысль, что в микросхеме имеются 4 внутренних регистра, что, однако, весьма далеко от истины: фактически порт содержит 41 регистр для записи и 48 регистров для чтения! (Мы же предупреждали, что программирование этих микросхем — кошмарное занятие!) Для доступа к регистрам вы сначала записываете в «управляющий» регистр по адресу база + 3 ($84003) байт, содержащий адрес требуемого регистра данных, а затем читаете из или записываете в выбранный регистр. В отличие от этого регистры данных параллельного порта допускают непосредственную адресацию, и в них записывают или из них читают прямо по адресам база, база + 1 и база + 2.

На рис. 11.14 показаны временные диаграммы циклов чтения и записи, позволяющие рассмотреть проблемы синхронизации строба RD'.

Рис. 11.14. Синхронизация параллельного порта Zilog 8536.

Спецификации микросхемы 8536 дают минимальное значение интервала между установкой адресных сигналов А0-А1 и фронтом строба RD' (время упреждения) 80 нc. В спецификациях также определяется время отклика, как обычно, довольно большое — бедняге 8536 требуется 255 нc для выдачи данных; длительность же сигнала RD' должна составлять 390 нc (минимум). С большим временем отклика мы уже умеем бороться с помощью состояний ожидания. Однако состояния ожидания не решат проблему с временем упреждения адреса по отношению к RD' (из рис. 11.4 видно, что сигнал DS' может появиться всего лишь через 30 нc после установки правильного адреса). Чтобы все работало правильно, мы должны задержать RD' на один такт ЦП: это легко сделать с помощью того же сдвигового регистра, который генерирует сигнал DTACK'. Мы просто образуем логическое И «быстрого» строба RD' и (инвертированного) выходного сигнала Q₀ сдвигового регистра, который не устанавливается до перепада тактового сигнала ЦП между состояниями S3 и S4. В результате образуется задержанный строб RD' (который мы назвали DELRD'), начинающийся на один такт позже (в тот же момент, что и нормальный DS' цикла записи). Описанная процедура предоставляет порту дополнительные 125 нc для упреждения адреса (в сумме 155 нc). Генератор состояний ожидания по-прежнему вводит два состояния ожидания, что делает полную длину цикла достаточной для медленных периферийных устройств.

К счастью, для сигнала WR' не требуется аналогичная схема, потому что МП 68008 предусмотрительно увеличивает время упреждения на один такт для циклов записи (обратите внимание на задержку сигнала DS' в цикле записи на рис. 11.4), а для микросхемы 8536 требуется то же значение времени упреждения (80 нc, см. рис. 11.14).

Интерфейс последовательного порта 8530 выглядит почти так же. Отличие заключается лишь в том, что адресные входы, выбирающие внутренние регистры, называются по-другому. Сигнал А0 подается на вход А/В' (выбирающий канал А или В сдвоенного порта), а сигнал А1 — на вход D/C' (который выбирает регистры данных или управления). Эта микросхема тоже не обижена регистрами: в ней имеются в каждом канале 16 регистров для записи и 9 регистров для чтения; доступ к ним осуществляется так же, как и в микросхеме 8536, в два этапа.

Тактовая частота 8530 может достигать 6 МГц; мы выбрали частоту 4 МГц, которая позволяет установить скорость передачи до 9600 бод. Асинхронные линии данных TxD и RxD работают с уровнями ТТЛ-логики, а не с биполярными сигналами стыка RS-232 (см. разд. 9.14 и 10.19). Большинство драйверов стыка RS-232 (например, классическая микросхема 1488) требуют двух источников питания, что для нашей системы, которая целиком питается от единственного источника +5В, будет как бельмо на глазу. К счастью, сейчас доступны искусные микросхемы, содержащие емкостные преобразователи напряжения. Эта методика была предложена фирмой Maxim в серии микросхем МАХ232; она используется также в микросхемах LT1080 фирмы LTC. Заметьте, что выход запроса прерывания с открытым стоком объединен по схеме проводного ИЛИ с соответствующим выходом микросхемы календаря-часов, так что возбуждение любого выхода приводит к автовекторизуемому прерыванию уровня IPL1. Обработчик прерывания этого уровня должен определить источник прерывания с помощью процедуры опроса, выполняя программное чтение регистра состояния каждого устройства. Соответствующая программа будет описана ниже.

Календарь-часы. Это последняя из использованных в нашем приборе периферийных БИС, и с ней тоже не все просто. Интерфейс этой микросхемы с магистралью практически такой же, как у микросхем Zilog: пара стробов «типа Intel» (RD', WR') и 4 бит адресации внутренних регистров. Здесь могут возникнуть и те же проблемы с синхронизацией сигнала RD'. Мы говорим «могут», потому что спецификация микросхемы недостаточно однозначна: в ней указывается «типичное» время упреждения от сигналов адреса до RD' (100 нс), но не дается минимального значения. Что имели в виду авторы, мы не знаем, но лучше не рисковать. Поскольку задержанный строб DELRD' у нас уже есть, давайте используем его.

Микросхема ICM7170 представляет собой современную БИС календаря-часов с внутренней схемой переключения питания; вы просто привешиваете к ней трехвольтовую литиевую батарейку, как показано на рис. 11.10. Прежние варианты календаря-часов требовали от вас обеспечения заданного порядка сброса управляющих сигналов при выключении, но микросхема 7170 берет на себя заботу и об этом. Конечно, бесполезно обращаться к микросхеме, если питание +5 В выключено; батарейка лишь поддерживает безостановочный ход часов в периоды спячки, так что схема просыпается с ясной головой и острым чувством времени.

Цепи питания. Закончив разработку схемы прибора, уже не хочется обременять себя такими деталями, как питание и заземление. Не поддавайтесь этому искушению. Наша схема использует «5-вольтовую логику», что на практике часто означает 5 В ± 5 % (в нашем примере ЦП и некоторые периферийные микросхемы требуют напряжения питания от +4,75 В до +5,25 В). Далее, в цепях питания не должно быть больших импульсных выбросов, избавиться от которых можно с помощью щедрого использования керамических конденсаторов 0,1 мкФ с некоторой добавкой танталовых электролитических конденсаторов большей емкости. Крайним случаем «большого выброса» является угрожающее перенапряжение, могущее возникнуть из-за отказа последовательных стабилизаторов напряжения в цепи питания +5 В. На этот случай стоит предусмотреть схему автоматического шунтирования источника питания при перенапряжении — либо на основной плате, либо в самом источнике питания. Выбирая источник питания, учтите, что микропроцессорная плата может легко потреблять 1 А и более, а по печатным проводникам, питающим вставные платы, может протекать и много ампер. Поэтому заранее запланируйте токонесущие печатные проводники достаточно большого сечения, а также сильноточные соединительные разъемы.

Как было показано в разд. 9.11, особую важность представляют заземляющие проводники как на самих печатных платах, так и между ними. Эти проводники должны иметь минимальную индуктивность. Лучше всего отвести под них один слой многослойной печатной платы, хотя «решетчатое» заземление на двухслойной плате часто дает удовлетворительные результаты (подробнее об этом в следующей главе). Наконец, последний совет касается схемы сброса при включении питания. RC-цепочка (с диодом), изображенная на рис. 11.10, заманчиво проста, однако она не будет отзываться на короткие броски напряжения, достаточные для нарушения работы выполняемой программы. Если микропроцессор встроен в прибор, то результатом будут сбои в работе прибора, причем для восстановления его работоспособности вам придется каждый раз выключать и снова включать питание! Мы сталкивались с таким явлением и в промышленном оборудовании, и в собственных разработках. Самое надежное — использовать хорошую современную схему сброса, например серии МАХ690 фирмы Maxim.

Разделавшись с аппаратным конструированием, которое оказалось совсем несложным, перейдем к действительно твердому орешку — программированию.

Разминка: сварим яйцо. Наш усреднитель сигналов потребует весьма сложного комплекса программ, как это обычно и бывает в мире задач реального времени. Внимательное чтение последующих разделов вознаградит читателей, собирающихся разрабатывать собственные микропроцессорные системы, так как они смогут детально познакомиться с большинством особенностей программного обеспечения аппаратуры, управляемой микропроцессором.

Перед тем, однако, как нырнуть в море, полное акул, давайте намочим ноги в мелкой луже простого (и несколько легкомысленного) примера программы для нашей микропроцессорной системы общего назначения. Компьютеры, вообще говоря, предназначены для избавления нас от рутинной работы. Пусть наш прибор каждое утро в 8 часов в течение 5 минут варит нам яйцо!

Представим, что твердотельное реле (рис. 11.10) подключено к небольшому кипятильнику, опущенному в чашку с сырым яйцом. Рассмотрим программу 11.2.

Для упрощения программы будем считать, что компьютер запущен и календарь-часы установлены. (В дальнейшем мы рассмотрим, как выполнить эти малоинтересные, но немаловажные действия!) Программа начинается с засылки нулевого байта в порт ЭЛД, чтобы выключить кипятильник; далее календарь-часы устанавливаются в 24-часовой режим при выключенных прерываниях. После этого программа входит в цикл ("WAKE", пробуждение) непрерывного опроса цифры часов в микросхеме календаря-часов, пока не будет прочитана цифра «8»; в этот момент в порт ЭЛД посылается байт, заполненный единицами, в результате чего включается кипятильник и загораются все ЭЛД.

Далее программа входит во второй цикл ("COOK", кипячение) непрерывного опроса цифры минут в микросхеме календаря-часов, пока не будет прочитана цифра «5»; в этот момент в порт ЭЛД посылается нулевой байт, выключающий кипятильник и гасящий ЭЛД. Наконец, программа переходит к третьему циклу ("WAIT", ожидание) опроса, как и в первом цикле, цифры часов, пока она не перестанет быть «8». В этот момент осуществляется безусловный переход в первый цикл ожидания 8 часов (уже завтрашних).

Мы привели эту скороспелую программу только для того, чтобы показать, как просто она может выглядеть. Не перенимайте наш стиль-многое мы сделали грубо, экономя место и не желая вдаваться в пояснения. В более совершенной программе мы могли повысить «интеллектуальный уровень» таймера, например, заставив один из портов АЦП фиксировать момент закипания воды; именно в этот момент следовало начать отсчет времени кипячения яйца, а можно было ради экономики электроэнергии еще и выключить кипятильник! Естественно также предусмотреть ввод, с помощью кнопки NMI, времени пробуждения, длительности кипячения и т. д. Порт ЦАП можно использовать для индикации времени, возможно, в виде «живых цифр», в то время как другой порт ЦАП (подключенный к динамику в подушке) мягко будит вас, тихо рассказывая что-то задушевное под аккомпанемент записанной в память мелодии…, но мы отклонились от темы. Ну что же, пора нырять!

11.06. Программирование: определение задачи

Самый верный способ напрасно потерять время и запутаться раньше, чем вы сделаете что-нибудь полезное — это начать программировать, не определив заранее, что именно вам надо. Это особенно справедливо, если вы программируете прикладной контроллер на языке ассемблера, потому что программа на языке ассемблера сама по себе не отличается ясностью построения, которую ей дает структурированный язык высокого уровня; более того, желая оптимизировать действия программы в реальном времени, вы вынуждены прибегать к разного рода хитроумным приемам и относительно туманным алгоритмам. В результате ваша программа — с переходами и ветвлениями, с разделением функций между главной программой и обработчиками прерываний, с программными флагами, модифицируемыми в самых неожиданных местах, с управляющими байтами для периферийных устройств и многим другим - ваша программа быстро превращается в ужасающую мешанину, особенно если на полдороги вы все еще не представляете целиком свою задачу. Как и при покраске дома, приготовления могут занять больше времени, чем сама работа, но в итоге оказываются оправданными.

Разрабатываемый нами усреднитель сигналов является удачным примером. Он не относится к числу очень сложных приборов, однако беглый взгляд на структурную схему обработчика прерываний, приведенную на рис. 11.21, должен убедить вас, что не так уж просто разобраться в установке и чтении флагов и сигналов, изменении векторов прерываний в реальном времени и вообще в порядке выполнения программных строк. Так что стоит потратить время и разобраться, как же должен функционировать наш прибор.

Что такое усреднитель сигналов? Усреднитель сигналов, иногда называемый многоканальным накопителем, предназначен для повышения качества (т. е. увеличения отношения сигнал/шум) периодического аналогового сигнала, неизбежно смешанного с непериодическим шумом (или сигналами помех). Повышение качества осуществляется путем измерения значений сигнала много раз в течение каждого периода, занесения этих выборочных значений в набор последовательных «ящиков» или каналов и затем сложения в каждом канале соответствующих выборок от многих периодов входного сигнала. Другими словами, сигнал складывается сам с собой по модулю его периода. Как будет показано в разд. 15.13, такая процедура повышает отношение сигнал/шум для сигнала, накапливающегося в каналах, потому что суммарное значение (периодического) сигнала растет линейно со временем, а флуктуации (случайного) шума растут только как квадратный корень из времени. Будем называть каждый последовательный период накопления значений в ячейках «разверткой»; типичный сеанс накопления данных может состоять из нескольких тысяч разверток.

Хороший усреднитель сигналов постоянно показывает на экране дисплея накопленную форму сигнала (хранящуюся в 1000 или около того каналов) и предоставляет вам широкий выбор ширины каналов («задержки на ячейку»), режимов запуска, масштаба изображения и т. д. Многие из этих возможностей мы реализуем в нашей разработке, однако далеко не все, иначе описание прибора выйдет за рамки главы. Из всего многообразия возможностей мы отобрали набор функций, который позволит продемонстрировать весь диапазон программных приемов и компромиссных решений, но и не даст нам унестись на крыльях мечты в царство идеальных усреднителей сигналов.

Характеристики. По причинам, которые будут описаны позже, мы решили снабдить прибор обычной управляющей (передней) панелью с надписанными переключателями вместо того, чтобы использовать современную методику с клавиатурой и экранными меню. В результате наш усреднитель выглядит, как обычный прибор такого рода, а его органы управления имеют предопределенные функции и диапазоны. Продумывая план этой главы, мы в действительности начали с того же, с чего начинаем сейчас - с выбора реализуемых функций и диапазонов настройки.

Мы решили ограничиться фиксированным числом каналов (256) с широким диапазоном их ширин. Поскольку усреднитель сигналов используется для исследования периодических явлений двух видов - с собственным внутренним периодом (например, океанские приливы) и запускаемых периодически нами (например, нервные импульсы или резонансные явления), мы предусмотрели два режима развертки: с внешним запуском, когда прибор ждет внешнего сигнала, чтобы начать цикл развертки, и с автозапуском, когда циклы развертки следуют друг за другом непрерывно. Далее, мы предусмотрели два способа завершения процедуры усреднения сигнала: по определенному заранее числу разверток и по нажатию на кнопку «стоп». В последнем случае усреднение завершается после окончания очередной развертки. Для наблюдения усредненного сигнала на экране ЭЛТ (с непрерывным обновлением изображения) мы формируем аналоговые X и Y сигналы (вместе с сигналом подсветки Z). При этом масштаб изображения можно изменять в широких пределах умножением на 2ⁿ; имеется также режим «автомасштабирования», в котором данные непрерывно пересчитываются (нормализуются) в соответствии с числом выполненных разверток. Наконец, на управляющую панель выведены ЭЛД, индицирующие состояние (ожидание, развертка) и логические выходные сигналы, характеризующие наличие развертки и конец развертки. Ниже приведены характеристики нашего усреднителя сигналов.

Диапазон аналогового входного сигнала: ±5В

Число каналов: 256

Внутреннее представление: 32-разрядные целые со знаком

Ширина канала: от 100 мкс до 1 с, с интервалами 1-2-5

Накопление: конечное суммирование (сумма 100 мкс-выборок)

Определяемое заранее число разверток: от 1 до 20000, с интервалами 1-2-5

Режимы развертки: внешний запуск; периодический (автозапуск)

Режимы наблюдения: с выбором масштаба (изображение, выходящее за верхнюю границу экрана, переносится вниз); с автомасштабированием

Масштаб изображения: от 1 до 16К входного диапазона, ступенями с умножением на 2

Входы: аналоговый сигнал, внешний запуск развертки

Выходы: X, Y, Z (на ЭЛТ), РАЗВЕРТКА, КОНЕЦ

Дополнительное управление: ПУСК, СТОП, СБРОС (перезагрузка)

На рис. 11.15 показаны входные и выходные сигналы микропроцессорной платы.

Рис. 11.15. Входные, выходные и управляющие сигналы усреднителя сигналов. «ЭЛД» обозначает порт индикации (см. рис. 11.10); «А», «В» и «С» относятся к битам параллельного порта 8536.

Для всех цифровых сигналов мы использовали параллельный порт 8536, причем направление и полярность сигналов соответствующим образом программируются; все цифровые входы, на которые поступают сигналы от органов управления, должны быть подключены через резисторы к уровню +5 В и заземляться при замыкании ключа. В схемах устранения дребезга нет необходимости, поскольку дребезг мы устраним программно.

Аналоговый фильтр имеет особое значение и заслуживает некоторых пояснений. Если вы получаете короткие периодические выборки значений непрерывного аналогового сигнала с частотным спектром конечной ширины (при максимальной частоте, присутствующей в сигнале, f, вы сохраняете входную информацию лишь если выборки следуют с частотой 2f_макс и более. Если же этот критерий Найквиста не удовлетворяется, происходят странные вещи; конкретно, на рис. 11.16 показано явление возникновения побочной низкочастотной составляющей в результате субдискретизации, когда частоты, близкие к частоте дискретизации f_д, отображаются на низкочастотную область. Для устранения этого явления входной сигнал следует пропускать через низкочастотный фильтр с граничной частотой f_д/2 или меньше.

Рис. 11.16. Возникновение побочной низкочастотной составляющей в результате субдискретизации.

Это вроде бы просто, но как быть с тем обстоятельством, что ширина канала и, следовательно, частота дискретизации в нашем усреднителе перестраивается? Можно установить на входе регулируемый фильтр низких частот (например, фильтр с коммутируемыми конденсаторами и программно управляемой тактовой частотой) и настраивать его согласно ширине канала; это допустимо, так как если вы выбираете большую ширину канала, высокие частоты вас все равно не интересуют. Однако можно поступить проще. Заметьте, что при интегрировании (усреднении) сигнала в течение ширины канала вы получаете низкочастотный фильтр с автоматической регулировкой. По этой причине на входе усреднителя сигналов иногда устанавливают преобразователь напряжения в частоту (микросхема высокой степени интеграции). Мы используем, в сущности, тот же подход: дискретизация аналогового входного сигнала всегда осуществляется на частоте 10 кГц (при этом для устранения наложения спектров входной сигнал фильтруется низкочастотным фильтром с граничной частотой 5 кГц, соответствующей частоте дискретизации); при больших периодах дискретизации осуществляется эффективное интегрирование сигнала за счет сложения соответствующего числа последовательных отсчетов. На рис. 11.17 показано, как могла бы выглядеть передняя панель прибора.

Рис. 11.17. Передняя панель усреднителя сигналов.

Отсутствующие возможности. Полезно пояснить, что именно мы не включили в нашу разработку, и почему. Мы не поддались повальному увлечению экранными меню по следующим причинам. Во-первых, приборы с управлением от клавиатуры нас часто раздражают, так как все они работают по-разному, и вам приходится постоянно переучиваться. Во-вторых, они замедляют вашу работу — для того лишь, чтобы переключать шкалу, вам надо набирать команду на клавиатуре. Наконец, управление от клавиатуры с помощью экранных меню требует разработки программ анализа введенных строк и формирования на экране изображения меню — программ, не представляющих интереса с педагогической точки зрения. Поэтому мы решили считывать состояния органов управления на передней панели с помощью параллельного порта; это быстрая и простая операция, хотя она ограничивает возможности выбора режимов и уменьшает универсальность прибора.

Можно перечислить еще целый ряд дополнений, которые улучшили бы наш прибор, но мы от них отказались, чтобы не усложнять описываемую здесь программу. Можно было предусмотреть второй аналоговый вход (микросхема 670 содержит два АЦП), переменное число ячеек, несколько «банков» памяти для хранения данных, цифровые выходы для индикации номера текущей ячейки, а также аналоговые сигналы, пропорциональные номеру ячейки (для контроля аналоговых величин). Это все довольно очевидные, но не принципиальные усовершенствования; более важной является возможность пересылать накопленные данные в микроЭВМ, для чего лучше всего использовать один из последовательных портов.

Даже в рамках выбранной нами конструкции можно было ввести дополнительные режимы. В частности, микропроцессорная система с аналого-цифровыми и цифро-аналоговыми преобразователями значительно выиграет при включении в нее аналоговых мультиплексоров, позволяющих связать выходы ЦАП со входами АЦП. В этом случае вы сможете выполнять программное тестирование всех преобразователей в качестве элемента общей процедуры тестирования при включении питания (куда также входит проверка памяти, портов и т. д.). Можно даже проверять, с помощью АЦП, напряжение (я) источника питания.

_{Упражнение 11.11. Покажите, как это сделать, если ко входам АЦП подключены аналоговые мультиплексоры. Вам потребуется предусмотреть адрес порта, по которому из ЦП будут направляться команды выбора мультиплексора.}

11.07. Программирование: детали

Обзор. Программы обычно сложны. Программы реального времени на языке ассемблера сложны всегда. Однако вместо того, чтобы рассматривать упрощенную программу, которая в действительности работать не сможет, мы собираемся привести реальную законченную программу, годную для использования в нашем приборе, во всем ее великолепии (и безобразии). Чтобы помочь вам в ней разобраться, мы будем рассматривать ее постепенно, слой за слоем. Лучше всего воспользоваться методом «нисходящего проектирования», когда сначала определяются основные функции программы, порядок их выполнения и протокол обмена информацией между основными модулями программы. После этого можно перейти к структурным схемам конкретных программных модулей. Наконец, пишутся реальные программные строки на языке ассемблера.

Замечание: дальнейшее описание насыщено деталями. Читатели, желающие получить лишь общее представление, могут опустить обсуждение вопросов программирования, перейдя сразу к разд. 11.08 или 11.09.

На рис. 11.18 изображена общая структура, сильно упрощенная.

Рис. 11.18. Программирование: общая структура.

В ОЗУ мы организовали три массива: массив DATA из 256 32-разрядных («длинных») целых чисел для хранения текущих данных для каждого канала; массив NORM из 256 16-разрядных («слова») целых чисел для хранения количества полных разверток для каждого канала, что нужно для нормализации данных в режиме автомасштабирования; и, наконец, массив DISPLAY из 256 байт для хранения данных, непрерывно поступающих на дисплей. Основные функции программы заключаются в следующем: добавление в массив DATA новых данных из АЦП при одновременной модификации массива NORM; масштабирование этих длинных чисел с преобразованием их в байты массива (в режиме автомасштабирования — с использованием массива NORM, а при ручном задании масштаба - путем сдвига); непрерывный вывод этих байтов на экран.

Общая последовательность работы программы выглядит следующим образом. При включении питания ЦП активизирует процедуру начальной загрузки и начинает выполнять программу, записанную в ПЗУ (причем временный образ ПЗУ в самом начале адресного пространства содержит вектор перехода на истинное расположение ПЗУ, как это было объяснено в разд. 11.05). Инициализируются, при необходимости, периферийные микросхемы (посылкой соответствующих байтов в их управляющие регистры); кроме того, программа должна инициализировать массивы, указатели, начальные значения переменных и проч. Приборы вроде нашего характеризуются несколькими возможными состояниями (ожидания сигнала ПУСК, накопления данных и т. д.); мы начинаем с состояния ожидания нажатия кем-нибудь кнопки ПУСК. Однако прибор и в этом состоянии живет, выводя на экран данные, которые мы инициализировали нулями.

При нажатии кнопки ПУСК программа начинает с того, что считывает состояние органов управления на управляющей панели, чтобы получить параметры для своей работы. Затем программа переходит в режим приема данных (в соответствии с параметрами, введенными с управляющей панели), выдавая одновременно на экран текущие значения усредненного сигнала. После завершения заданного числа разверток или обнаружив нажатие кнопки СТОП, программа опять входит в режим ожидания.

Синхронизация; программное управление и управление от прерываний.

Наиболее важная задача — обеспечить выполнение АЦП преобразований каждые 100 мкс и накопление получаемых данных в массиве DATA. Следующая по важности задача - регенерация дисплея с частотой по меньшей мере 40 Гц, чтобы избежать мерцания. Менее важной является задача обновления по мере изменения содержимого массива DATA также и массива DISPLAY.

Вы можете подумать, что наиболее важная задача должна решаться средствами основной (зацикленной) программы, задачи же менее важные могут время от времени отнимать время процессора с помощью прерываний. Однако это не так. Прерывания имеют приоритет по отношению к текущей программе, поэтому срочные задачи должны выполняться обработчиками прерываний, задачи же менее важные — наоборот, «главной» программой, которая получит лишь то время ЦП, которое останется от обработки прерываний. (При этом, конечно, предполагается, что процессор обрабатывает прерывания достаточно быстро. Как мы увидим, большое число регистров МП 68008 позволяет ему исключительно быстро обрабатывать прерывания; МП 68008 прямо создан для этой задачи.)

Как было показано на рис. 11.18, данные из АЦП поступают в массив DATA с помощью прерываний, создаваемых каждые 100 мкс программируемым таймером 8536. Главная программа занимается непрерывным обновлением массива DISPLAY, используя для этого подпрограмму update (обновление) (поскольку эта подпрограмма совсем не думает о том, что у нее под носом протекает интереснейший процесс сбора данных, она вынуждена проверять флаг, устанавливаемый программой обработки прерываний и свидетельствующий об окончании измерений).

Мы сначала хотели включить в главную программу также и регенерацию дисплея, но этому помешало любопытное обстоятельство. С каждой парой сигналов X, Y, посылаемых на ЦАП для вывода на экран точки, надо формировать также и сигнал «оси Z» (подсветки). В разд. 10.20 было показано, как можно сформировать «программный сигнал», посылая в бит порта сначала 1, а затем 0. Сигналы оси Z должны иметь одинаковую длительность, иначе одни точки на экране будут ярче других. Если, однако, программа время от времени прерывается, невозможно гарантировать равную длительность программных сигналов.

_{Упражнение 11.12. Но почему?}

Можно, конечно, выключать прерывания, генерировать сигнал, а затем снова включать прерывания. Это безобразное решение, поскольку в самый важный процесс регулярных выборок вносятся нежелательные задержки. Потом мы нашли лучший способ: вывод на экран одной точки выполнять, как вспомогательную задачу обработчиком прерываний. Обработчик срабатывает каждые 100 мкс, так что полное 256-точечное изображение будет выводиться 40 раз в секунду. При этом, поскольку прерывания возникают и в том случае, когда главная программа находится в состоянии ожидания (сигнала ПУСК), изображение на экране не будет гаснуть. Наконец, такой способ содержит в себе чудесную глюковину: ведь запустив АЦП, приходится выжидать 10 мкс перед тем, как снимать с него результат преобразования; этого времени как раз хватит, чтобы послать в ЦАП пару X, Y. Другими словами, регенерация дисплея в обработчике прерываний абсолютно не требует процессорного времени!

Главная программа: инициализация. Хватит нам ходить вокруг до около. Давайте рассмотрим подетальнее задачи, выполняемые программой. Сначала взгляните на главную программу, изображенную на рис. 11.19 в виде несколько необычной структурной схемы.

Рис. 11.19. Структурная схема главной программы.

Приведенная диаграмма весьма близко соответствует собственно программе на языке ассемблера (программа 11.3).

Текст программы начинается с определений адресов ОЗУ (включая вектор прерывания, область переменных и массивы), а также адресов (и бит) портов. В дальнейшем эти определения будут использоваться в качестве операндов команд обращения к памяти и портам, причем ассемблер подставит на их место фактические адреса. Хотя результат не зависит от того, пользуетесь ли вы определениями или непосредственно адресами, всегда следует использовать определения, так как в этом случае программа становится более наглядной и, кроме того, облегчается изменение назначения портов и битов в последующих модификациях. Адреса портов соответствуют нашей схеме и включают внутренние регистры периферийных устройств, адресуемые с помощью младших бит адреса или путем двухбайтовых пересылок.

Из текста программы также видно, как мы будем использовать регистры МП 68008. При каждом прерывании мы извлекаем данные из АЦП, добавляем их к текущему содержимому канала и проверяем, не дошли ли мы до конца канала или развертки. Можно было хранить содержимое указателей и счетчиков в памяти (так и пришлось бы поступать при использовании менее совершенного процессора типа 8086), но зарезервировав достаточное число регистров для нужд обработчика прерываний, мы существенно повышаем эффективность режима прерываний. Поэтому мы выделили регистры данных для текущего содержимого канала (D7), обратного счетчика периодов дескретизации (внутри канала) (D6) и обратного счетчика каналов внутри развертки (D5), смещения в массиве DISPLAY (D4), а также регистр для временных данных (D3). Далее, мы зарезервировали адресные регистры для трех массивов (NORM, А6; DATA, А5; DISPLAY, А4) и для наиболее используемых портов (ADC0, A3; СIO [параллельный порт], А2). Главная программа берет на себя обязательство не использовать эти регистры при включенных прерываниях.

Вам может показаться странным, что мы резервируем адресные регистры (со всеми их автоинкрементными возможностями, ориентированными на работу с массивами) для адресации отдельных фиксированных портов, когда вполне можно было обойтись абсолютной адресацией. Причина заключается в быстродействии. Команда с абсолютной адресацией

MOVE.B ADC0, D0

где ADC0 представляет длинный абсолютный адрес (в нашем случае $80000), требует 28 тактов (3,5 мкс в нашем процессоре), в то время как команда

MOVE.B (A3), D0

использующая косвенную адресацию через A3, выполняется всего за 12 тактов. Эта разница обусловлена исключительно процессами на магистрали, где для пересылки каждого байта требуются (в МП 68008) 4 такта. В процессе выполнения первой команды ЦП извлекает из памяти двухбайтовый код операции, четырехбайтовое расширение (длинного) адреса и, наконец, запрошенный байт данных, т. е. всего 7 байт, на что расходуется 28 тактов. Вторая команда требует извлечения двухбайтового кода операции и запрошенного байта данных, т. е. всего 3 байт (12 тактов). Вообще системы с узкими шинами (вроде нашего МП 68008, у которого внутренняя 32-разрядная архитектура должна себя чувствовать как в смирительной рубашке, общаясь с внешним миром через 8-разрядную шину) особенно неэффективны в условиях интенсивных передач данных.

Наконец, началась программа! Первые 8 байт ПЗУ хранят важнейший стартовый вектор: указатель стека и входную точку программы. Входная точка находится в «истинном» ПЗУ (по адресу $40008), поэтому мы можем немедленно очистить бит BOOT, что приводит к замещению временного образа ПЗУ, используемого при начальной загрузке, оперативной памятью. Теперь мы можем загружать векторы прерываний в начало ОЗУ, в конкретные ячейки, определяемые архитектурой МП 68008 (вся область векторов приведена в табл. 11.5): $68 (INT2), $74 (INT5) и $7С (NMI = INT7). Мы использовали только INT5 (от 100 мкс — таймера в микросхеме параллельного порта); в этот вектор мы загружаем адрес нашего обработчика прерываний. В зависимости от конкретного состояния прибора (ожидание пуска или внешнего сигнала запуска, начало новой развертки, процесс развертки) обработчик прерываний должен выполнять различные функции; поэтому мы написали один грандиозный обработчик со многими точками входа, соответствующими его функциям. На данном этапе мы еще не готовы принимать данные, поэтому в вектор INT5 мы загружаем входную точку idle__int (прерывание простоя). Очень полезно загрузить на всякий случай все неиспользуемые векторы прерываний адресом bad__int (ложное прерывание) (вдруг произойдет деление на нуль, ложное прерывание и т. д.); мы загружаем в них адрес программы, которая зажигает ЭЛД определенным образом (далее будет видно, каким именно).

Теперь наступает утомительный, но существенный этап инициализации портов. БИС периферийных устройств, как, например, 8536, обладают изумительной гибкостью, но за нее приходится платить тщательным планированием. Вы должны продумать, какие управляющие байты следует послать, в какие регистры и в каком порядке, чтобы получить требуемый результат. Для простых параллельных портов в процессе планирования следует выбрать направление, полярность, режим и прерывания, а для таймеров — основание счета, каскадирование, режим запуска, прерывания и проч. В программе 11.3 приведен полный текст инициализации параллельного порта/таймера. Разрешаются параллельные порты А, В и С, причем биты 4–6 порта В назначаются выходными, а остальные - входными (см. рис. 11.15). Таймер-0 настраивается на деление его тактовой частоты 4 МГц на 400 и на непрерывный перезапуск с генерацией прерывания (по INT5) каждые 100 мкс. Заметьте, что все установочные входы мы сделали инверсными, поэтому при замыкании контакта (на который изначально подано +5 В) на землю с него считывается 1, а не 0. На входе, к которому подключена кнопка СТОП, мы использовали опцию «запоминания 1», так что мгновенное нажатие фиксируется, а отрабатывается оно только в конце развертки.

Наконец, мы очищаем массивы в ОЗУ (отметьте использование подпрограммы), инициализируем регистры, разрешаем прерывания и переходим на выполнение «главного» цикла.

Главная программа: главный цикл. Завершив инициализацию, мы входим в бесконечный главный цикл main__loop. Фактически он состоит из двух циклов: цикла ожидания нажатия кнопки ПУСК и цикла непрерывного обновления памяти изображения, на фоне которого осуществляется сбор данных в режиме прерываний. Программа обработки прерываний, завершив последнюю развертку, устанавливает программный «флаг останова» stop__flag, который непрерывно проверяется вторым главным циклом. Обнаружив установленный флаг, главная программа возвращается в первый цикл ожидания нового пуска. Давайте сопоставим структурную схему и программные строки.

Главный цикл (рис. 11.19) начинается с установки на ЭЛД состояния «ожидание». Затем программа ждет нажатия кнопки ПУСК, т. е. ее перехода из разомкнутого в замкнутое состояние. Это сложнее, чем кажется, потому что кнопка не содержит цепей подавления дребезга, в результате чего вы имеете несколько десятков близко расположенных перепадов между уровнями «замкнуто» и «разомкнуто», возникающих на протяжении, возможно, 25 мс. Этого времени может хватить на завершение самого короткого цикла измерений (если вы выбрали 1 развертку и интервал дискретизации 100 мкс), после чего измерения будут ошибочно продолжены, поскольку контакт кнопки все еще колеблется между состояниями «разомкнуто» и «замкнуто». Поэтому мы написали простенькую программу подавления дребезга, которая фиксирует, что кнопка была непрерывно разомкнута в течение приблизительно 50 мс (тем временем многократно выполняется подпрограмма обновления update), а затем переходит в состояние «замкнуто». Наконец мы получили приказ на выступление!

Программа сбрасывает выходной сигнал КОНЕЦ, считывает состояние управляющей панели и использует соответствующим образом полученные значения (устанавливая программные флаги типа auto__loop и параметры вроде dwell__per__bin и num__sweeps). Обратите внимание на использование таблицы decode__tbl (и косвенной адресации с индексацией) для получения значений, соответствующих положениям переключателей.

Далее программа очищает массивы DATA и NORM, инициализирует некоторые регистры (адресов и данных) и сбрасывает флаг останова. Последний шаг заключается в изменении содержимого вектора INT5 (который пока указывает на метку idle__int в обработчике прерываний) на адрес wait__trig или sweep__start в зависимости от того, какой режим установлен на управляющей панели: внешнего запуска или автозапуска.

Наконец, главная программа входит в «рабочий» цикл, в котором многократно выполняются два действия: вызов подпрограммы update (обновления массива DISPLAY в соответствии с содержимым массива DATA) и проверка флага останова stop__flag. На фоне этого унылого цикла прерывания тайком выполняют все то, ради чего был сделан наш прибор.

Главная программа: подпрограммы. Перед тем как взяться за наиболее сложную программу нашего комплекса - обработчик прерываний, рассмотрим две подпрограммы, вызываемые главной программой (рис. 11.20).

Рис. 11.20. Структурные схемы подпрограмм.

Подпрограмма clear__arrays заполняет нулями оба массива DATA и NORM; массив DISPLAY очищать нет необходимости, потому что программа update сразу же скопирует нули из DATA в DISPLAY. Эта программа обновляет за раз одно значение из массива DISPLAY, используя для этого текущие параметры изображения с управляющей панели и входные данные из массивов DATA и NORM; она также обновляет состояние порта ЭЛД, копируя байт памяти led__store.

Рассмотрим сначала простую подпрограмму clear__arrays из программы 11.3. Регистры А0 и А1 используются, как указатели двух массивов, и все 32 разряда D0 заполняются нулями. Счетчик D1 инициализируется величиной, равной размеру массива минус один; сейчас станет понятно, зачем это нужно. В цикле слово или длинное слово нулей пересылается в массивы с помощью косвенной адресации (с постинкрементом); вспомните, что постинкрементная адресация — штука интеллигентная, она инкрементирует адресный регистр правильным образом, прибавляя в нашем случае 2 в операции со словом и 4 в операции с длинным словом. Команда DBF заслуживает особого объяснения. Она представляет собой один из вариантов команды DBcc, для которого код условия ее = «ложь» (False). Любая команда (в общем виде) DBcc Dn, метка фактически проверяет два условия.

Сначала она анализирует выполнение условия ее (т. е. состояние флагов, установленное предыдущей командой), при этом, если ее = «истина», ничего не делается (т. е. команда как бы пропускается и ЦП переходит к выполнению следующей команды). Если, однако, ее = «ложь», происходит декремент указанного регистра (как слова) и переход на метку метка, с предварительным анализом содержимого регистра. Если в регистре обнаруживается — 1, переход на метку не осуществляется, и выполняется следующая команда. В нашем случае команда DBcc действует просто как оператор цикла, так как ее = F («всегда ложь», см. табл. 11.1), поэтому декремент D1 осуществляется безусловно, до тех пор, пока не обнаружится D1 = — 1. Несмотря на эти сложности (а также и необходимость использовать счетчик длиной в слово), команда DBcc весьма удобна, так как заменяет две команды (SUBQ, Вcс), и выполняется очень быстро. Поскольку она проверяет счетчик на —1, последний следует инициализировать числом, на 1 меньшим требуемого числа шагов, чем и объясняется инициализация, использованная в программе. Подпрограмма заканчивается обычной командой RTS (возврат из подпрограммы), восстанавливающей исходное содержимое PC (программного счетчика) и осуществляющей таким образом возврат в вызывающую программу.

Заметьте, что в начале подпрограммы не понадобилось сохранять содержимое каких-либо регистров, потому что вызывающая программа не оставила ничего ценного в регистрах D0-D1 и А0-А1. Обратите также внимание на использование MOVE, а не CLR для обнуления массивов; оказывается, команда MOVE работает быстрее CLR из-за особенностей архитектуры МП 68000 — при выполнении CLR МП 68000 сначала инициализирует цикл чтения, а затем — цикл записи. Разработчики приняли такое, на первый взгляд, странное решение для упрощения логики ЦП.

_{Упражнение 11.13. Напишите вариант подпрограммы clear arrays с использованием команд SUBQ и Всс вместо DBF. Напишите еще один вариант, в котором вместо MOVE используется CLR.}

Подпрограмма update более содержательна. Ее задача — обновлять массив DISPLAY в памяти (а также и состояние ЭЛД); она многократно вызывается в обоих циклах главной программы. Поскольку прерывания имеют приоритет, они выполняют свою работу в точном соответствии с расписанием (каждые 100 мкc), все же оставшееся время отдается подпрограмме update. Ее действия начинаются с пересылки образа ЭЛД в памяти в физический порт ЭЛД. Даже эта относительно простая операция требует некоторых пояснений. Естественный вопрос, который должен прийти вам в голову, — это почему бы, желая установить или сбросить бит ЭЛД, не обновлять ЭЛД непосредственно? В ответ надо указать на два обстоятельства. Во-первых, просто записать новый байт в порт ЭЛД нельзя, так как при этом потеряются значения остальных битов; либо мы должны иметь порт ЭЛД с возможностью как записи, так и чтения, либо надо хранить в памяти образ ЭЛД. Поскольку из нашего порта ЭЛД читать нельзя, в памяти предусмотрена ячейка led__store, хранящая копию последнего байта, посланного в порт ЭЛД. Во-вторых, раз уж такая ячейка все равно есть, мы можем сэкономить время в критических циклах обработчика прерываний, обновляя в них только ячейку led__store. Передачу же сообщения на ЭЛД-индикатор передней панели будет осуществлять подпрограмма update в ходе своего выполнения. Все это станет более понятным, когда мы приступим к рассмотрению обработчика прерываний.

_{Упражнение 11.14. Какие дополнительные (очень несложные) аппаратные средства требуются для того, чтобы можно было читать из порта ЭЛД? Проявите сообразительность, чтобы дополнительная дешифрация адреса получилась простой.}

Оставшаяся часть подпрограммы update обновляет массив DISPLAY. Прежде всего из памяти извлекается смещение (число элементов от начала массива) очередного обновляемого элемента. (Для этого было бы неплохо использовать выделенный адресный регистр, но при распределении регистров приоритет был, конечно, отдан обработчику прерываний.) Смещение умножается на 4 (сдвигом влево на 2 бит), чтобы его можно было использовать для индексной адресации в массиве DATA длинных чисел. Переслав в D1 очередной элемент из DATA, мы считываем с управляющей панели текущее значение масштаба изображения и маскируем его, чтобы получить число от 0 до 15. Число 15 ($0F) обозначает автомасштабирование, в то время как меньшие числа определяют фиксированный масштаб в виде степени 2. Мы либо соответствующим образом сдвигаем значение элемента, либо переходим на программный блок автомасштабирования.

Для выполнения автомасштабирования нам надо значение текущего (индексированного с помощью update__offset) элемента DATA разделить на текущее значение из массива NORM (которое говорит, сколько разверток включено в значение DATA), а затем еще раз разделить на ширину канала (которая говорит, сколько выборок было сделано в каждой развертке). Перед любым делением всегда проверяйте на нуль! Наконец, как при сдвиге, так и при автомасштабировании мы должны преобразовать полученное длинное данное со знаком в байт со знаком. В случае автомасштабирования результирующее длинное число всегда находится в диапазоне ±128. В случае фиксированного масштаба, если выбрать масштаб меньше отсчета в наиболее заполненном канале, произойдет переполнение. Лучше всего сделать так, чтобы при переполнении точки, выходящие за верхний край изображения, «прокручивались» в его низ и наоборот. Написав несколько чисел и проиграв с ними разные варианты, вы легко убедитесь, что правильный алгоритм заключается в усечении числа до 8 бит и инвертировании затем старшего бита. Мы реализовали этот алгоритм с помощью команды изменения бита BCNG, после которой выполняется байтовая пересылка (командой MOVE) в массив DISPLAY. Далее мы инкрементируем и сохраняем индекс ^{update__offset} и, наконец, выполняем команду RTS.

Обработчик прерываний. Наконец мы добрались до обработчика прерываний — центральной фигуры всей программы. Перед нами четыре точки входа в обработчик, инициируемый прерываниями от таймера; перед нами также простенький обработчик bad__int ложных прерываний, а также и всех остальных векторизованных ошибок и ловушек (табл. 11.5). Займемся ради разминки программой bad__int, а когда не останется отговорок, примемся за обработчик прерываний от таймера.

МП 68008, как уже описывалось выше, распознает прерывания, а также разнообразные «исключения», перечисленные в таблице, и сохранив в стеке текущие PC и SR, осуществляет переход на команду, адрес которой извлекается из вектора, соответствующего данному исключению. Так, если вы попытаетесь разделить на нуль, ЦП сохранит в стеке содержимое счетчика команд и регистра состояния, а затем перейдет на команду, 32-разрядный адрес которой хранится в байтах памяти с абсолютными адресами $014—$017. Точно так же обслуживаются и прерывания, причем для векторов прерываний с полным подтверждением отведены ячейки с адресами $100-$3FF, а для векторов автовекторизуемых прерываний — ячейки $064-$07F. Вы можете выполнять в обработчике прерываний любые действия; завершить их следует командой RTE (возврат из исключения). Чтобы избежать путаницы, ЦП запрещает прерывания после передачи управления обработчику и разрешает их снова при выполнении команды RTE. Если у вас уж слишком закрученный обработчик, вам может понадобиться разрешить прерывания (только более приоритетных уровней) внутри обработчика, что можно сделать, послав соответствующий байт в регистр состояния.

Программа bad__int. Из рис. 11.20 и текста программы 11.3 легко представить ход выполнения программы bad__int, в задачу которой входит упорядоченный сброс выходных сигналов и вывод на ЭЛД какой-то бросающейся в глаза информации. Стартовый адрес этой программы, определяемый компоновщиком после сборки всех настраиваемых строк, загружается (главной программой в процессе начальной загрузки) во все зарезервированные для векторов ячейки (в начале памяти), перечисленные в таблице. Любое исключение или ложное прерывание (т. е. что угодно, кроме прерывания уровня 5) заставляет ЦП выполнить описанную выше процедуру с передачей управления на программу bad__int. Сначала выключается сигнал Z-оси, чтобы исключение, случайно возникшее в середине программного импульса Z-оси, не оставило луч дисплея включенным на полную яркость (к тому же в одной точке). Далее стоит сбросить сигнал на выходе РАЗВЕРТКА и установить сигнал на выходе КОНЕЦ, поскольку в предшествующих измерениях все равно нет смысла.

Теперь проявим остроумие. Пошлем в порт ЭЛД 01Н и войдем в бесконечный цикл, в котором это число циклически сдвигается влево и после биологически заметной задержки снова посылается на ЭЛД. Результатом такой операции будет «шагающий бит» на ЭЛД-индикаторе, картина, которая заставит встрепенуться самого измученного оператора. Поскольку в цикле нет команды RTE, процесс этот будет идти бесконечно. Чтобы снова начать измерения, оператор должен нажать кнопку СБРОС.

_{Упражнение 11.15. Придумайте более совершенный алгоритм, позволяющий оператору определить, какое исключение привело к сбою. Подсказка: всего имеется немного менее 256 исключений; ЭЛД-индикатор содержит 8 бит. Можете ли вы написать программу, реализующую ваше решение?}

Прерывания от таймера: четыре точки входа. Теперь у нас не осталось никаких отговорок. Нырнем. Текст обработчика прерываний входит в программу 11.3; его структурная схема изображена на рис. 11.21.

Рис. 11.21. Структурная схема обработчика прерываний.

Обработчик имеет четыре точки входа, соответствующие различным состояниям прибора. Они обозначены idle, wait__trig, sweep__start и get__data. Программа, в зависимости от общего состояния прибора, автоматически изменяет содержимое вектора прерываний (ячейка $074), связывая прерывание с той или иной точкой входа. Если вы не желаете накапливать данные, вы входите в обработчик в точке idle; на экран выводится одна точка и осуществляется возврат. Если войти в обработчик в точке get__data, программа считывает АЦП, проверяет, не возникли ли состояния «конец ячейки» или «конец развертки» (обрабатывая их соответствующим образом) и обновляет дисплей. При входе в точке sweep__start устанавливается требуемое состояние ЭЛД и выходных сигналов и осуществляется переход в точку get__data.

Наконец, вход wait__trig служит для проверки наличия сигнала внешнего запуска и перехода либо на sweep__strat, либо на idle. В обработчике прерываний имеются и другие метки (например z__pulse), но они не являются входными точками, а служат для переходов внутри программы.

Прерывания от таймера: idle. Учитывая важность обработчика, рассмотрим его во всех деталях. Ранее в главной программе вектор прерываний был настроен на вход idle, чтобы в ожидании запуска образовать изображение на экране. Таким образом, выполнение начинается с метки idle__int. Если вспомнить назначение зарезервированных регистров, понять ход программы не сложно. В D4 хранится индекс очередной точки экрана, требующей регенерации, который мы посылаем в преобразователь Х-координаты ЦАПО (используя косвенную адресацию со смещением, которая быстрее абсолютной). В преобразователь Y-координаты ЦАП1 мы посылаем данное (используя D4 в качестве индекса массива DISPLAY, указатель базы которого находится в А4). D4 инкрементируется (но не проверяется на конец массива) и управление передается генератору импульса Z-оси.

_{Упражнение 11.16. Объясните, почему можно обойтись без проверки индексного регистра D4 массива DISPLAY после его инкрементирования?}

К этому времени Х- и Y-ЦАП уже установились (время установки 1 мкс), поэтому генератор Z-импульса с помощью команды BSET устанавливает бит Z__BLANK (бит 4, см. определения) параллельного порта В, адрес которого, ввиду его частого использования, мы храним в регистре А2. Сбросить бит можно следующей командой, но в этом случае образовался бы слишком короткий (3 мкс) импульс, и изображение было бы бледным (подсветка на 3 мкс каждые 100 мкс). Поскольку, однако, все прерывания завершаются через этот программный блок, мы можем воспользоваться возможностью и сделать полезное дело, одновременно убив время, именно, сообщить таймеру, что он может снять свой запрос на прерывание. Запись в регистр команд и состояния таймера-1 осуществляется с помощью двухэтапного процесса (как это было и в блоке инициализации главной программы): сначала мы посылаем в управляющий регистр микросхемы (адрес $84003) внутренний адрес регистра ($0А), а затем посылаем сам управляющий байт ($20), который интерпретируется микросхемой 8536, как команда на снятие запроса прерывания от таймера-1. Больше до выхода из прерывания ничего делать не нужно, поэтому мы завершаем импульс Z-оси (командой BCLR) и выполняем команду RTE (возврат из исключения). Поместив строки подтверждения прерывания в генератор Z-импульса, мы удлинили импульс подсветки до 10 мкс, с повторением его каждые 100 мкс. Прерывание все равно надо было подтвердить, и мы нашли для этого самое подходящее место. Такая же глюковина использована нами и в другом месте, когда мы в течение аналого-цифрового преобразования посылаем в ЦАП X и Y-координаты точки. Об этом ниже.

Прерывания от таймера: get_data. Эта точка входа используется чаще других, именно, когда усреднитель сигнала выполняет развертку. Мы запускаем АЦП, посылая в его порт байт режима ($03); это число определяет биполярное преобразование в дополнительном коде. Как и раньше, для повышения скорости мы используем косвенную адресацию через регистр A3 (в котором хранится адрес АЦП).

Теперь надо подождать 10 мкс окончания преобразования — прекрасная возможность послать на ЦАП дисплея новую пару X и Y-координат точно так же, как это делается в блоке idle. Эти программные действия заканчиваются на 1 мкс раньше, чем нужно, поэтому мы тянем время с помощью команды NOP (холостая команда), а затем считываем АЦП. Заметьте, насколько это удобнее, чем вводить бит состояния, сигнализирующий о завершении преобразования в АЦП (эта возможность обсуждалась в разд. 11.05); не забудьте, однако, добавить еще несколько команд NOP, если вам захочется увеличить тактовую частоту ЦП.

Мы прочитали из АЦП байт в дополнительном (до 2) коде, но наш массив DATA и накопитель ячейки (D7) используют длинные дополнительные числа. Для получения длинного целого числа дважды выполняется команда ЕХТ (расширение знака). Расширение знака представляет собой просто копирование самого старшего бита числа влево, пока не заполнится большее по длине целое слово; эта операция сохраняет значение целого со знаком (простое заполнение нулями не сохраняет значения числа). Расширенное целое добавляется к накапливаемому содержимому ячейки в D7, а счетчик ширины канала dwell__per__bin (D6) декрементируется. Если в нем еще не нуль, возврат осуществляется через z__pulse, как описано выше. Полное время выполнения программы обработчика в этом случае составляет 32,3 мкс плюс 9 мкс на процедуру прерывания ЦП и еще 5 мкс на команду RTE, всего 46,3 мкс. Таким образом, главная программа имеет более половины процессорного времени на выполнение простой задачи обновления массива DISPLAY.

Если накопление в канале завершилось, обработчик устанавливает счетчик ширины канала, добавляет накопленное значение в D7 к соответствующему элементу массива DATA (на который указывает А5), инкрементирует соответствующий элемент массива NORM (через А6), очищает регистр-аккумулятор (D7), декрементирует счетчик каналов и (если в счетчике каналов не нуль, т. е. развертка не завершилась) переходит на z__pulse. Обратите внимание на использование автоинкрементного режима адресации. Дополнительное время, расходуемое обработчиком на выполнение этих операций, составляет 14,8 мкс.

Если завершилась и развертка, о чем говорит нуль в счетчике каналов D5, обработчик устанавливает указатели, ЭЛД-индикатор и выходные сигналы. Затем проверяется, не была ли нажата кнопка СТОП; такую проверку следует обязательно выполнять в конце (или начале) развертки, чтобы данные всегда усреднились по целому числу разверток. Если кнопка СТОП была нажата, программа переходит на метку stop sweep, в результате чего устанавливаются выход КОНЕЦ и стоп-флаг, а в вектор INT5 загружается адрес входной точки idle.

Если кнопка СТОП не нажималась, программа проверяет, не следует ли завершить измерения ввиду отработки заданного на передней панели числа разверток (число оставшихся разверток хранится в памяти в переменной num__sweeps), поскольку значение 0 обозначает «безостановочная работа», мы сначала проверяем на нуль; если num__sweeps = 0, это значение сохраняется и осуществляется переход на re__trigger, в противном случае значение num__sweeps декрементируется и снова проверяется на нуль. Если теперь оно равно нулю, это значит, что закончилась последняя запланированная развертка; в этом случае осуществляется переход на stop__sweep. Если развертки не исчерпались, выполняется программный блок re__trigger.

Блок re__trigger определяет режим запуска следующей развертки. Если переменная autoloop, установленная программой main после считывания состояния управляющей панели, имеет значение «истина», в вектор INT5 загружается адрес точки входа sweep__start, в противном случае загружается адрес wait__trig.

Заметьте, что в процессе смены вектора нет опасности прерывания, потому что пока ЦП выполняет обработку прерывания, прерывания запрещены; поскольку мы не включаем их в обработчике прерывания, они остаются запрещенными.

Прерывания от таймера: sweep__start и wait__trig. Эти входные точки используются, если следующее прерывание должно начать развертку, либо мы ожидаем импульса внешнего запуска (длительностью на менее 100 мкс!). Соответствующий адрес загружается в вектор INT5 либо в главной программе при нажатии кнопки ПУСК, либо в обработчике прерываний при завершении обработки не последней развертки (в точке re__trigger); по структурной схеме можно проследить, где это делается. Программный блок sweep__start сразу начинает развертку, и его структура проста: зажигается ЭЛД РАЗВЕРТКА, устанавливается выходной сигнал РАЗВЕРТКА, сбрасывается фиксатор бита кнопки СТОП («запоминание 1»), загружается вектор get__data, а затем происходит естественный переход на метку get__data. При последующих прерываниях вход в обработчик прерываний осуществляется через входную точку get__data.

Вход в обработчик через входную точку wait__trig осуществляется, если следующая развертка не должна начаться до получения внешнего сигнала запуска (параллельный порт А, бит 7). Поскольку нажатие на кнопку СТОП должно «пересиливать» запуск, программа сначала анализирует состояние входа СТОП (и переходит при наличии этого сигнала на метку stop__sweep), а затем входа внешнего запуска; если сигнал запуска отсутствует, происходит переход на метку idle, если присутствует - на метку sweep__start.

11.08. Характеристики

Измерительный прибор на основе микропроцессора можно сконструировать таким образом, чтобы весь сбор данных осуществлялся быстрой аппаратурой, а микропроцессор выполнял лишь функции начального запуска и вывода информации. Такой прибор будет работать с максимальной скоростью, определяемой быстродействием аппаратуры, а микропроцессор придаст ему гибкость и облегчит работу с ним. Разумеется, вы платите сложностью и стоимостью аппаратуры; кроме того, гибкость прибора может оказаться невысокой из-за фиксированной аппаратной организации. Если в противоположность такому подходу вы упрощаете аппаратуру и используете процессор для обработки данных в реальном времени, как это сделано в нашем примере, вы можете удешевить аппаратуру и повысить гибкость прибора за счет, возможно, его быстродействия. Во многих случаях, однако, быстродействие не имеет решающего значения, и выбор оказывается однозначным.

В нашем случае базовая частота выборок и, следовательно, ширина канала ограничиваются скоростью работы процессора. Программа обработки любого прерывания должна завершиться до поступления следующего. При проектировании нашего прибора мы оценили необходимый объем обработки и решили, в значительной степени интуитивно, что 100 мкс хватит для ее выполнения. Естественно, уверенности у нас не было, но в случае необходимости мы были готовы пойти на уменьшение частоты выборок.

Посмотрим теперь на числа. Технические характеристики МП 68008, которые представляют собой том объемом 100 страниц, включают таблицы времен выполнения команд (в числе тактов). С помощью этих таблиц мы рассчитали длительности выполнения программных блоков, упоминавшиеся в тексте. Ниже приведены расчетные данные (с учетом операций векторизации и возврата) для обработчика прерываний;

Входная точка · Время выполнения (мкс)

idle              37

det__data     46,3 (внутри канала)

                    61 (конец канала)

                    92 (конец развертки, ручной СТОП)

                    105 (конец развертки, программный останов)

                    113 (конец развертки, ожидание внешнего запуска)

                    114 (конец развертки, автозапуск)

sweep__start 61

wait__trig     46 (нет запуска)

                    69 (запуск)

Большая часть приведенных длительностей не превышает «длительности пульса» усреднителя сигналов (100 мкс), что, конечно, очень хорошо. В трех случаях, однако, время обработки прерывания оказывается больше 100 мкс. Первая ситуация (конец развертки, программный останов) не страшна, поскольку затрата нескольких липших микросекунд после того, как все данные собраны, не имеет значения. Точно так же вряд ли вас обеспокоит вторая критическая ситуация (ожидание внешнего запуска), так как между сигналом внешнего запуска и началом очередной развертки всегда можно допустить некоторое время ожидания. Однако от последней ситуации (конец развертки, автозапуск) можно ожидать неприятностей, так как в режиме автозапуска мы ожидаем значение полного периода, точно равное 256 х ширина канала. В действительности, однако, здесь все в порядке по следующей причине. При использовании усреднителя сигналов в режиме автозапуска внешнее оборудование всегда запускается от усреднителя (для чего и предусмотрен выходной сигнал РАЗВЕРТКА), и если период будет отличаться на долю процента от ожидаемого, никакой беды не будет. Если, однако, вам необходимо завершать обработку за время, меньшее 100 мкс, используйте МП 68008 с тактовой частотой 10 МГц, отчего все длительности окажутся меньше на 20 %; это даст для наихудшего случая значение, меньшее 100 мкс (фактически 91 мкс). Однако при использовании более быстрого процессора не забудьте подправить программу обработчика, чтобы предоставить АЦП достаточное время для преобразования.

В целом, наше предположение, что МП 68008 позволит осуществлять выборку с частотой 10 кГц, оправдалось. Авторам это особенно приятно, так как мы написали все до последнего параграфа, и лишь тогда сами узнали, что были правы. Очевидно также, что безнадежно добиться от нашего прибора частоты 20 кГц без перехода на аппаратную обработку данных.

11.09. Некоторые дополнительные соображения

В процессе разработки прибора мы, сталкиваясь с различными возможными вариантами элементов аппаратного или программного обеспечения, должны были принять какое-то решение. Во многих случаях выбор варианта не был однозначным. Чаще всего, правда, «наилучшее решение» представлялось очевидным, но иногда альтернативный вариант был ничем не хуже; в таких случаях, как правило, мы старались выбрать решение, отличающееся максимальной простотой или иллюстрирующее наиболее употребительную методику (избегая хитроумных приемов, основанных на тонких особенностях аппаратуры), а также приводящее к упрощению программы. В реальной жизни (в противоположность книгам) вполне естественно использовать особенности аппаратуры; естественно также писать сложные программы. Рассмотрим некоторые элементы нашего проекта, допускающие альтернативные решения.

Чтение состояния органов управления с помощью таблицы. В нашей программе предусмотрен программный блок, выполняющий чтение и анализ различных битов с управляющей панели, а также соответствующую установку программных параметров. Это распространенный и удобный способ настройки программы. Имеется, однако, и другое, не менее удобное решение, и при этом допускающее простую модификацию. Организуется короткий цикл опроса битов управляющей панели, при этом адреса портов, расположение битов и соответствующие им настраиваемые переменные программы описываются с помощью таблиц. Поскольку такая методика требует особых разъяснений и в нашем случае, возможно, привела бы к усложнению программы, мы выбрали более простое решение: включение в программу однозначных строк чтения органов управления. Однако в приложениях с большим числом параметров, особенно, если вам может понадобиться изменять назначение или значения входных битов, удобнее использовать табличную методику.

Одновибратор подсветки. Мы использовали для подсветки луча дисплея «программный импульс» параллельного порта, потому что считали необходимым продемонстрировать эту полезную методику. При этом мы особо подчеркнули, что при включенных прерываниях нельзя получить надежный программный импульс. Другая возможность заключается в использовании (вместо бита параллельного порта) аппаратного импульсного генератора, например, микросхемы одновибратора. Такого рода микросхемы, вообще говоря, применять рискованно, однако для нашего случая прекрасно подходит микросхема 8536 СIO фирмы Zilog, содержащая встроенный одновибратор, с которого можно снять выходной сигнал. Этот одновибратор фактически образуется с помощью одного из трех встроенных таймеров, что позволяет программно управлять длиной его импульса (вы даже можете соединить два таймера последовательно и получить более длинный импульс). В нашем приборе используются не все таймеры; и описываемая методика оказывается весьма удобной. С ее помощью сокращается программа обработчика прерываний и возникает возможность оптимальной настройки длительности Z-импульса подсветки.

«Запоминание 1» для кнопки СТОП. При чтении состояния кнопки СТОП мы воспользовались полезным качеством микросхемы 8536, именно, наличием встроенного триггера «запоминания 1». При инициализации микросхемы 8536 можно придать свойство запоминания 1 любому биту входного порта; этот бит затем устанавливается при кратковременном нажатии на кнопку и удерживает это состояние до программного сброса при выполнении цикла записи в этот бит порта. Для нашего случая это очень удобно, потому что нам надо фиксировать нажатие кнопки СТОП только в конце развертки. Длительность развертки может составлять много секунд, и встроенная память позволяет избежать периодического считывания состояния кнопки СТОП; поэтому в нашей программе состояние бита СТОП анализируется только в конце развертки (см. рис. 11.21).

Большинство микросхем параллельных портов не содержит входной памяти, и вам может понадобиться запланировать в программе действия, которых нам удалось избежать. Сделать надо следующее. Прежде всего определите внутренний программный флаг, который можно назвать stop__at__end (останов в конце); в программе это определение следует поставить после stop__flag. Не забудьте сбросить этот флаг перед входом в цикл приема данных; удобно это сделать после считывания состояния управляющей панели. Далее добавьте в цикл update__loop несколько команд, чтобы периодически проверять вход stop__bit и, если кнопка СТОП нажата, установить флаг stop__at__end. Наконец, измените строки обработчика прерывания так, чтобы в конце каждой развертки проверялась не кнопка СТОП, а этот программный флаг.

_{Упражнение 11.17. Впишите карандашом предлагаемые изменения в листинг программы.}

Обработчик прерывания: несколько точек входа или флаги? В программе обработчика прерываний мы предусмотрели несколько входных точек, по одной на каждое возможное состояние прибора (бездействие, ожидание сигнала запуска, начало развертки, накопление данных). Поскольку обработчик прерываний не является вызываемой подпрограммой, и вход в него осуществляется по вектору, программа при каждом изменении состояния изменяет и точку входа, загружая ее адрес в ячейки вектора (в начале памяти). Очевидно, что вместо этого можно иметь в обработчике одну точку входа, а для передачи управления на требуемый программный блок предусмотреть строки анализа флага. В этом случае программа передает обработчику информацию о требуемых действиях путем изменения состояния программного флага (вместо того, чтобы настраивать вектор прерываний). Такой метод отличается простотой, однако программа выполняется медленнее, поскольку при каждом входе в обработчик осуществляются проверки и переходы. Разница, впрочем, не так уж велика, и вы вполне можете изменять функцию драйвера с помощью флагов, если этот способ вам нравится больше.

Последовательный порт: дамп данных и управление ведомым. Как уже отмечалось в разд. 11.06, наш усреднитель сигналов не обладает важным свойством пересылки усредненных данных на другой компьютер. Программа выполнения этой операции не сложна, однако громоздка, так как должна включать процедуры инициализации (как для микросхемы 8536), упаковки данных, а также квитирования, чтобы приемник данных мог инициировать передачу данных и подтверждать их прием.

Если предположить, что связь с другим компьютером осуществляется через последовательный порт, имеет смысл использовать этот порт и в качестве альтернативной управляющей панели, чтобы внешний компьютер мог настраивать параметры и запускать накопление данных. Для этого специальная программа анализа должна «отлавливать» определенные байты, которые компьютер посылает в усреднитель, чтобы получить управление. С помощью дополнительных байтов определяются сами параметры (ширина канала, число разверток и др.), причем диапазоны изменения параметров не ограничиваются количеством фиксированных положений переключателей, как это имеет место в нашем приборе с управляющей панелью. Разумеется, надо предусмотреть программное обеспечение, переключающее прибор на управление от управляющей панели, если из компьютера не поступает запрос на управление. Это позволит нам и на земле погулять, и в рай попасть: простота настройки с помощью ручек на передней панели будет сочетаться с гибкостью компьютерного управления.

Чтение органов управления с плавной регулировкой. В описываемом микропроцессорном приборе нам удалось избежать сложностей, присущих органам управления с плавной регулировкой, так как мы использовали более простые устройства - переключатели, каждый из которых связан с одним из битов параллельного порта. Нежелание разработчиков усложнять себе жизнь привело к появлению неоправданной тенденции полного отказа от органов плавной регулировки, которые заменяются (например, в генераторе с микропроцессорным управлением) парами кнопок «вверх» и «вниз». Возможно, вы, как и мы, испытываете ностальгическое желание плавно покрутить ручки. Наш усреднитель сильно выиграл бы при наличии ручки, позволяющей выбрать определенный канал и вывести на экран его адрес и число отсчетов в нем.

Простейший способ организации плавного управления в микропроцессорном приборе заключается в использовании АЦП, преобразующего напряжение от переменного резистора, укрепленного на передней панели и подключенного между напряжением +5 вольт (или другим, более удобным) и землей. В продаже имеются небольшие дешевые микросхемы 8-битных АЦП, скомпонованных с 8-битными мультиплексорами и дискретизаторами с памятью; обычно у вас остается несколько свободных входов, которые можно использовать для чтения нескольких органов управления на передней панели. Можно даже с помощью АЦП прочитать состояние «-позиционного поворотного переключателя — достаточно подключить его выводы к цепочке из n — 1 резистора равной величины и подать на АЦП выходное напряжение!

Если вам нужно иметь лучшее разрешение, чем обеспечивает простой 8-битный АЦП, подумайте о многооборотном кодировщике. Он укрепляется на передней панели и имеет размер не больше обычного переменного резистора. Кодировщик содержит пару оптических прерывателей, формирующих, по мере вращения ручки, импульсы, сдвинутые по фазе на 90°. Сдвиг импульсов по фазе дает возможность определить, в каком направлении поворачивается ручка (см. рис. 8.97). В отличие от обычного переменного резистора, многооборотный кодировщик не имеет фиксатора, что и позволяет поворачивать его ось на много оборотов. Типичный узел такого рода серии Bourns EN формирует 256 импульсов на один оборот.

Фиксаторы и D-регистры. Фиксаторы и регистры уже упоминались в разд. 8.24. Термин «фиксатор», строго говоря, относится к прозрачному фиксатору, у которого состояние выходов повторяет состояние соответствующих входов (на время действия сигнала разрешения). Так называемый фиксатор с фиксацией по фронту является, в действительности, регистром D-типа. Он состоит из D-триггеров с общим тактовым входом. Различие в функционировании этих схем приводит к важным последствиям, когда они используются для фиксации данных, поступающих с магистрали, что связано с особенностями относительной синхронизации во времени сигналов данных и строба записи. В частности, в соответствии с протоколом некоторых микропроцессорных магистралей (например, машин IBM PC), данные не обязательно будут достоверными на фронте строба записи, однако гарантируется их достоверность на срезе этого сигнала (и в течение некоторого минимального времени после него); см. рис. 10.6 и 11.22. При использовании прозрачного фиксатора с разрешением на все время стробирующего сигнала на его выходе почти наверняка появятся переходные состояния, как это показано на рис. 11.22.

Рис. 11.22. Синхронизация цикла записи, а — прозрачный фиксатор; б — регистр с фиксацией по перепаду.

С другой стороны, выходы регистра D-типа (тактируемого в нашем случае по срезу строба) изменяют свое состояние по перепаду строба и гарантированно не будут иметь ложных состояний. Важно отметить, что выходные биты, состояние которых с момента последнего цикла записи не изменялось, будут неизменно находиться в тех же состояниях, не подвергаясь действию переходных процессов; таким образом, с помощью выходных линий фиксатора можно спокойно создавать сигналы данных и стробов для управления последующими электронными цепями.

Делая выбор между фиксатором и регистром, учтите, что на выходе прозрачного фиксатора достоверные данные появляются раньше, и иногда это может оказаться решающим доводом. Учтите также, что на многих магистралях (в частности, МП 68008) правильные данные поддерживаются в течение всего стробирующего сигнала с учетом времен упреждения и удержания, и в этом случае D-peгистр можно тактировать по фронту, если для этого хватит времени упреждения.

Естественно, что на такой магистрали прозрачные фиксаторы не будут иметь на выходах переходных состояний. На рынке имеется большое разнообразие и D-регистров, и прозрачных фиксаторов, с такими характерными чертами, как вход сброса, «разнесенные» выводы (все входы на одной стороне, все выходы на другой), инверсные выходы, тристабильные выходы (удобные для подключения к шине), а также раздельные по входам сигналы разрешения. Последнее качество упрощает внешнюю логику, позволяя тактировать фиксатор сигналом строба записи, а разрешать по входу сигналом с выхода дешифратора адреса. Характеристики фиксаторов были перечислены в табл. 8.9. Всеобщими любимцами являются восьмиразрядные тристабильные микросхемы `373 (фиксатор) `374 (D-регистр) или их модернизированные варианты с разнесенными выводами `573 и `574. Все они упакованы в DIP-корпусы с 20 выводами. В таком же корпусе выпускается микросхема `273, которая представляет собой микросхему `374 с сигналом сброса (но не тристабильную), а также микросхема `377-вариант `374 с сигналом разрешения (но без трех состояний). Более новые «долговязые» DIP-корпусы с 24 выводами имеют привычную ширину 0,3 дюйма, но предоставляют несколько дополнительных выводов. Так, новейшая серия `821 включает 8- и 9-разрядные регистры и фиксаторы со входами разрешения и сброса и тристабильными выходами, и все это в корпусах с разнесенными выводами.

Заметьте, что во многих приложениях некоторые из этих узких микросхем с 20 и 24 выводами могут оказаться удобнее причудливых БИС параллельных портов с 40 выводами (шириной 0,6 дюйма). Например, в нашей разработке мы использовали для ЭЛД-порта 8-разрядный регистр `273, а для порта DIP-переключателей 8-разрядный буфер `240. Вместо этого можно взять БИС параллельного порта вроде Zilog 8536 (хотя для такого примитивного прибора хватило бы и более простой микросхемы Intel 8255), которая стоит дороже, потребляет больше места и питания и требует дополнительного программирования. Однако для БИС характерна меньшая мощность выходов (1,7 мА на выходе и ничтожный входной ток у микросхемы 8255, в сравнении с 8 мА как на входе, так и на выходе у микросхемы `НСТ273). Некоторые микросхемы фиксаторов/регистров средней степени интеграции, когда дело доходит до выходных характеристик, напоминают могучих битюгов: микросхемы семейства `АС(Т) могут принимать и отдавать до 24 мА, а для серии `AS821 характерны значения 24 мА по входу и 48 мА по выходу. С другой стороны, БИС начинают играть всеми цветами радуги, когда вам требуется богатство возможностей (прерывания, причудливые режимы входов и выходов и т. д.), а не просто грубая сила.

Буферы. Другой тип микросхем, используемый в микропроцессорных разработках целыми пригоршнями, — это тристабильные буферы. С их помощью на шине устанавливают адреса и данные. Чаще всего вы просто посылаете данные в ЦП, как это было с вашим простым вводом данных с DIP-переключателя. Как и в случае фиксаторов, имеются варианты микросхем шириной 8 бит и более, с 20 и 24 выводами. Микросхемы могут иметь такие черты, как входной гистерезис (для подавления шума), инверсные выходы, разнесенные выводы, а также раздельные входы разрешения для двунаправленной передачи. Специальные двунаправленные буферы со входами направления и разрешения (вместо пары входов разрешения) называются приемопередатчиками; в табл. 8.5 перечислены их характеристики.

На рис. 11.23 показан двунаправленный буфер, использованный для усиления относительно маломощной (~ 5 мА) шины данных микропроцессора, что позволяет нагружать ее сопротивлением и емкостью платы, заполненной микросхемами; такие буферы обязательны в микрокомпьютерах, где плата ЦП должна направлять относительно большие токи в системную шину на объединительной плате, характеризующуюся высокой емкостью.

Рис. 11.23. Шинный приемопередатчик.

Часто можно найти микросхему средней степени интеграции с тристабильным выходным буфером и другими удобными для вас чертами; например, счетчик, фиксатор или даже АЦП/ЦАП с тристабильными выходами можно непосредственно подсоединить к микропроцессорной шине. В нашем примере так подключены АЦП//ЦАП. На рис. 11.24 показан другой пример буферизации шины: в некоторых микропроцессорах (например, 8086 и 8088) для экономии места функции выводов комбинируются, и на одни и те же выводы мультиплексируются и данные, и младшие разряды адреса.

Рис. 11.24. Мультиплектированная шина данных/адреса.

Выходной сигнал ALE (address latch enable, разрешение адресных фиксаторов) сопутствует правильному адресу и используется, как это показано на рисунке, для разрешения группы фиксаторов. Однако фиксировать данные нет необходимости, потому что стробирующие сигналы RD' и WR' действуют только когда сигналы данных имеют правильное значение. Обратите внимание на использование для буферизации двунаправленных линий данных приемопередатчика `245.

11.11. Периферийные БИС

Общие характеристики. Как уже упоминалось, БИС аппаратной поддержки микропроцессора обычно выполняются на базе КМОП- или nМОП- технологии и заключаются в корпуса с 28 или 40 выводами. Для таких БИС характерна высокая степень гибкости, причем их параметры часто допускают программную настройку. Обычно эти БИС предназначаются для определенных микропроцессоров, но фактически их универсальность позволяет использовать БИС одной фирмы с микропроцессором другой; так, мы объединили в нашей разработке календарь-часы фирмы Intersil и два порта фирмы Zilog с ЦП фирмы Motorola. Новые модели периферийных БИС обычно дороги (например, цена микросхемы 8530 составляет около 25 долл.), стоя иной раз больше, чем сам ЦП. Однако постепенно цена модели падает по экспоненциальному закону, что характерно для технологии интегральных схем (и, к сожалению, мало для чего еще в этом мире!). На рис. 8.87 был проиллюстрирован этот, видимо, универсальный закон «Кремниевой Долины» (расположенной на разломе Сан-Андреас между Сан-Франциско и Сан-Хосе).

Несмотря на наши иной раз нелестные замечания в адрес периферийных БИС, они в ряде случаев абсолютно незаменимы; достаточно вспомнить дисковые и видеоконтроллеры. Другим широко распространенным типом БИС поддержки является УСАПП, универсальный синхронно-асинхронный приемопередатчик.

Как использовать УСАПП. УСАПП представляет собой микросхему последовательного порта с микропроцессорным управлением, например Zilog 8530 в нашей разработке. Хороший УСАПП обеспечивает программное управление скоростью передачи, многообразие форматов кадра (число бит, контроль четности и проч.), универсальные синхронные режимы работы (по протоколам вроде HDLC и SDLC), выбор метода модуляции (без возвращения к нулю, частотный, манчестерский), восстановление тактовой синхронизации, контроль ошибок и т. д. Большинство УСАПП обеспечивает режим прерываний, а многие даже блочную передачу данных по каналу ПДП. Почти любое семейство ЦП имеет собственный УСАПП, хотя о совместимости разных УСАПП мало кто думает. Например, фирма IBM для работы с МП Intel 8088 на своих компьютерах PC выбрала УСАПП National 8250 вместо Intel 8251. Мы остановились на Zilog 8530 (он используется также в компьютере Макинтош) из-за его гибкости, доступности и цены, и именно с его помощью мы рассмотрим вопросы подключения и программирования УСАПП.

УСАПП чаще всего используются для пересылки данных на или из терминалов, модемов, устройств для получения твердых копий (принтеры, плоттеры), а также для непосредственной связи компьютеров в общем во всех случаях, когда основными требованиями являются универсальная совместимость и простота соединения. Обычно по линии с помощью биполярных уровней интерфейса RS-232 последовательно передаются коды ASCII, как это было описано в разд. 9.14 и 10.19. В таких простых системах связи УСАПП эксплуатируется в асинхронном режиме, когда каждый 8-битовый символ заключается между старт- и стоп-битами и передается в виде 10-битовой строки с одной из стандартных скоростей; для такого рода применений микросхема 8530 слишком хороша.

Микросхема 8530 выпускается в корпусе с 40 выводами (рис. 11.25); она взаимодействует с ЦП с помощью набора процессорных интерфейсных линий, а с внешним миром — одновременно и независимо с помощью набора коммуникационных интерфейсных линий.

Рис. 11.25. Сигналы «последовательного коммуникационного контроллера» (УСАПП) Zilog 8530.

Интерфейс с процессором. Для подключения к шине ЦП в микросхеме 8530 предусмотрены 8 двунаправленных линий данных, а для программно-управляемого ввода-вывода обычная пара стробирующих сигналов (RD', WR') и сигнал разрешения микросхемы (СЕ'). Вход А/В определяет, к какому из двух каналов УСАПП осуществляется обращение, а сигнал D/C' показывает, передаются ли данные (высокий уровень D/C') или информация управления/состояния (низкий уровень D/C').

Как и в микросхеме 8536, здесь предусмотрено большое количество регистров управления/состояния, доступ к которым осуществляется парами последовательных пересылок (посмотрите еще раз программные строки инициализации порта 8536). Обычно линии А/В и D/C' попросту подключаются к младшим адресным линиям ЦП, что отображает их на начало адресного пространства, начинающегося с базового адреса УСАПП (определяемого логикой декодирования адреса в устройстве). Наконец, интерфейс с процессором включает четыре линии прерываний.

Коммуникационный интерфейс. Каждый из двух каналов УСАПП (обозначаемых А и В) включает линии передачи и приема последовательных данных (TxD, RxD) вместе с линиями, обеспечивающими квитированное управление модемом (RTS, CTS и т. д.). Соответствующие этим линиям выводы можно обнаружить в разъеме на задней панели компьютера. Кроме этого, предусмотрены менее знакомые тактовые линии, используемые только для синхронной передачи (TRxC, RTxC). Наконец, УСАПП требуется внешний тактовый сигнал с частотой, в 32 раза превышающей наивысшую скорость передачи.

УСАПП не имеет никакого представления о биполярных уровнях интерфейса RS-232, поэтому на всех упомянутых линиях следует использовать драйверы и приемники уровней RS-232. В течение десятилетий в качестве интерфейсных микросхем для уровней RS-232 использовались классические модели биполярных счетверенных драйвера 1488 и приемника 1489; однако для нашего прибора мы выбрали КМОП-микросхему МАХ233 (сдвоенный драйвер/приемник), большим достоинством которой является наличие встроенных удвоителей напряжения и инверторов, что позволяет ограничиться единственным источником питания +5 В. Заметьте, что мы не связывались с линиями управления модемом (RTS, CTS, DSR, DTR); вообще их, как правило, игнорируют, используя вместо аппаратного программное квитирование (Ctrl-S, Ctrl-Q), включаемое в поток данных.

Программное обеспечение. Как уже отмечалось, режимы работы УСАПП устанавливаются командами программы. Байт, посылаемый в УСАПП в командном режиме (сигнал D/C' имеет низкий уровень), интерпретируется УСАПП, как команда управления и устанавливает рабочий режим. Таким образом можно определить вид передачи (синхронная или асинхронная), число стоп-бит, контроль четности или нечетности и т. д. Простые УСАПП вчерашнего дня имели всего один управляющий регистр и программировались легко; хитроумные микросхемы вроде 8530 содержат буквально десятки регистров и для программирования требуют квалификации доктора философии. К сожалению, такова цена, которую вы платите за исключительную гибкость мощных БИС аппаратной поддержки микропроцессора.

Для иллюстрации сказанного рассмотрим последовательность команд инициализации микросхемы 8530 для работы в следующем режиме: асинхронная последовательная передача по каналу А, скорость 1200 бод, 8 бит, без контроля четности, 1 стоп-бит; кроме того, мы запретим прерывания. Полная процедура инициализации длинна и утомительна; мы приведем программу целиком, однако во всей красе рассмотрим лишь один-два важнейших командных байта. В табл. 11.6 перечислены регистры записи и чтения микросхемы 8530, доступ к которым, как мы уже объясняли, осуществляется в два этапа: сначала передается номер регистра в качестве команды (D/C' в низком состоянии), а затем происходит запись в регистр (или чтение из него).

Таблица 11.6. Регистры микросхем Zilog 8530

Регистр · Функция

^{_____________________}

Регистры чтения

RR0 · Состояние буферов приема-передачи и внешнее состояние

RR1 · Состояние условия специального приема

RR2 · Немодифицированный вектор прерывания (канал А); модифицированный вектор (канал В)

RR3 · Биты незавершенных прерываний

RR8 · Буфер приема

RR10 · Общее состояние

RR12 · Счетчик скорости пересылки (младший байт)

RR13 · Счетчик скорости пересылки (старший байт)

RR15 · Информация о прерывании, внешнее/состояние

Регистры записи

WR0 · Инициализация, указатели

WR1 · Прерывания и пересылка, определение режима

WR2 · Вектор прерывания

WR3 · Прием, параметры и управление

WR4 · Общие параметры и режимы

WR5 · Передача, параметры и управление

WR6 · Символы синхронизации или адресное поле SDLC

WR7 · Символ синхронизации или флаг SDLC

WR8 · Буфер передачи

WR9 · Управление и сброс прерывания ведущего

WR10 · Биты общего управления передачи/приема

WR11 · Управление режимом генератора

WR12 · Счетчик скорости пересылки (младший байт)

WR13 · Счетчик скорости пересылки (старший байт)

WR14 · Биты общего управления

WR15 · Управление прерыванием, внешнее/состояние

Для буферов передачи и приема (WR8 и RR8) двухэтапная процедура не приемлема, так как эти регистры используются при пересылке каждого байта; для них достаточно простых операций чтения или записи при D/C' в высоком состоянии. Точно так же, байт состояния буфера требует непосредственного доступа, поскольку чтение его флага обычно осуществляется при каждой пересылке байта данных; в микросхеме 8530 предусмотрено чтение RR0 с помощью простой операции чтения команды/состояния (D/C' в низком состоянии). Ниже мы рассмотрим все это подробнее на основе простых программ на языке ассемблера.

Каждый бит каждого регистра что-то означает. Например, на рис. 11.26 можно найти регистры WR3 и WR4, с помощью которых устанавливаются различные коммуникационные характеристики.

Рис. 11.26. Два регистра, используемые для инициализации микросхемы Zilog 8530.

В регистре WR3 к асинхронным операциям относятся только биты D0 разрешения приемника, D5 разрешения аппаратного квитирования (см. след. раздел) с помощью сигналов управления модемом CTS и DCD, а также два старших бита, определяющие число бит на символ. Остальные биты связаны с синхронными режимами, которые мы собираемся выключить соответствующим выбором D2-D3 в WR4. Таким образом, мы устанавливаем (D7, D6) = (1,1), D5 = 0 и D0 = 1, т. е. в WD3 мы посылаем шестнадцатеричный байт С1. С помощью WR4 мы задаем режим генератора x16 (минимальный делитель для асинхронных операций — УСАПП должен выполнять опрос сигнала каждого бита в его середине, поэтому частота входного генератора делается кратной частоте передачи), 1 стоп-бит на символ (используется всегда, за исключением устаревшего стандарта на телетайпную передачу со скоростью 110 бод), отсутствие контроля четности; получается шестнадцатеричный байт 44. Заметьте, что состояние битов D5-D4 не имеет значения, так как они управляют синхронной передачей; произвольно также состояние D1 (контроль четности или нечетности), если D0 (включение контроля) равен 0. Заметьте также, что установка 1 стоп-бита на символ (что имеет смысл только для асинхронного режима) автоматически выключает синхронный режим, а вместе с ним и все биты регистра управления, определяющие синхронные операции (например, D4-D1 в регистре WR3). Таким же образом можно управиться и с остальными управляющими регистрами. Это довольно скучная работа, в процессе которой легко допустить ошибки.

В табл. 11.7 приведены правильные, как мы надеемся, значения байтов (мы их тщательно проверили!).

Таблица 11.7. Инициализация последовательного порта 8530¹⁾

Регистр · Байт²⁾ · Результат

^{________________________________} 

WR0 · (Указатель регистра) · Используется для доступа к WR1-WR15

WR1 · 00 · Запрет прерываний

WR2 · XX · Вектор прерываний (если разрешены)

WR3 · С1 · 8 бит, разрешение приема

WR4 · 44 · х15, 1 стоп-байт без контроля

WR5 · 68 · 8 бит, разрешение передачи

WR6 · XX · Символ синхронизации (только синхронный режим)

WR7 · XX · Символ синхронизации (только синхронный режим)

WR8 · (Буфер передачи) · Передаваемые данные (прямой доступ с D/C' = 1)

WR9 · СО · Сброс

WR10 · XX · Режимы синхронных операций

WR11 · 50 · Такты приема/передачи от генератора скорости пересылки

WR12 · 102₁₀ · Делитель скорости пересылки - старший байт

WR13 · 00 · Делитель скорости пересылки - младший байт

WR14 · 03 · Разрешение генератора скорости пересылки

WR15 · XX · Режимы прерываний (если разрешены)

^_____

¹⁾ _{Асинхронный режим, 1200 бод, 8 бит, без контроля четности.}

²⁾ _{XX-произвольное состояние; все числа шестнадцатеричные, кроме WR12.} 

Обратите внимание на состояние XX (произвольное) для регистров, игнорируемых нами, в силу того, что мы не используем ни прерываний, ни синхронного режима. Регистр WR9 выполняет полный сброс микросхемы, который должен предшествовать любым другим командам. С помощью регистров WR12 и WR13 устанавливается 16-разрядное значение делителя частоты передачи, которое для микросхемы 8530 дается выражением частота передачи = f_такт/[2 (режим генератора) x (делитель + 2)]. Таким образом, при частоте генератора 4 МГц и режиме генератор x16 для скорости передачи 1200 бод получаем делитель 102₁₀ (фактически скорость передачи составит 1201,92 бод, что весьма близко к заданному значению). При выбранной нами частоте генератора возможны все стандартные скорости передачи вплоть до 9600 бод (для этой скорости делитель должен быть равен 13).

Заметьте, что в вашем распоряжении все многочисленные режимы работы УСАПП, устанавливаемые соответствующими последовательностями инициализирующих управляющих байт. Микросхема 8530, как и все УСАПП, обеспечивает также синхронную коммуникацию в различных режимах со скоростями до 1 Мбит/с; это особенно полезно для пересылки данных между двумя процессорами. Для нашего прибора такой способ пересылки не имеет смысла в силу ограниченного объема оперативной памяти, однако он может оказаться полезным при подключении жесткого диска.

Обратите внимание на необходимость пересылки из ЦП в УСАПП правильной последовательности инициализирующих байт до того, как начнут передаваться какие-либо последовательные данные, как это было и в случае параллельного порта 8536; в нашем примере последовательный порт не использовался, так что мы опустили его инициализацию. Программа 11.4 дает понятие о процедуре инициализации. Сложность программы (включая декодирование таблиц с данными с целью определения управляющих байтов) — это цена, которую вы платите за исключительную гибкость БИС поддержки микропроцессора.

После того как с помощью управляющих регистров установлен режим работы УСАПП, можно передавать и принимать байты данных с помощью циклов ЦП записи и чтения при высоком уровне сигнала D/C'. С целью определения наличия нового, ожидающего приема в ЦП байта данных или возможности пересылки в УСАПП нового байта для его дальнейшей передачи следует опрашивать регистр состояния (при низком уровне D/C'), конкретно D0 в регистре RR0 в первом случае, и D2 в том же регистре во втором.

В дополнение к этому по другим битам регистра состояния можно судить о фиксации ошибки четности, потере принимаемых данных и т. д. Часто эти страшные удары судьбы можно игнорировать и смело идти вперед. В программе 11.5 приведены фрагменты пересылки данных при том же, что и раньше, отображении регистров на адресное пространство.

Учтите, что эти примеры, в которых используется программный ввод-вывод с проверкой состояния (см. разд. 10.06–10.08), иллюстрируют работу простейших программных драйверов. В них работа ЦП останавливается на время циклического опроса флага состояния. Использование механизма прерываний позволяет повысить эффективность работы ЦП; это особенно справедливо для операций ввода. Микросхема 8530 может возбуждать прерывания по любому указанному условию; от нее даже можно получить в качестве подтверждения выбранный вами 8-битовый вектор, если использовать линии подтверждения прерывания (IEI, IEO, INTACK). Все эти возможности реализуются с помощью управляющих байтов инициализации.

Микросхемы параллельного ввода-вывода (PIO). В состав нашего микропроцессорного прибора была включена многофункциональная микросхема параллельного порта (такого рода схемы часто объединяются с одним или несколькими таймерами). Использованная нами микросхема 8536 принадлежит тому же семейству, что и микросхема последовательного порта 8530 и использует схожие интерфейс с процессором и протокол настройки. Хорошие микросхемы параллельных портов позволяют программировать для каждого бита в отдельности направление передачи и режим (с фиксацией, с открытым стоком, с инверсией). Протокол передачи данных также можно запрограммировать; например, в микросхеме 8536 можно разрешить векторизуемые прерывания по любому сочетанию входных бит. Можно также выбрать один из четырех режимов квитирования (см. ниже).

Микросхемы РIO, как и все периферийные БИС, разрабатываются на базе nМОП- и КМОП-технологий, причем в новых разработках используется в основном последняя. С выходов таких схем можно снять, как правило, несколько мА, однако nМОП-схемы, в отличие от КМОП, обеспечивают лишь доли мА. Поэтому они обычно используются совместно с микросхемами мощных драйверов, позволяющих подключать к ним нагрузку, требующую значительных токов. Не пытайтесь подключать реле непосредственно к выходу микросхемы РIO (см. наши замечания относительно микросхем среднего уровня интеграции в разделе «Фиксаторы и D-регистры»).

На рис. 11.27 показан пример реальной схемы, конкретно для управления 6-разрядным дисплеем.

Рис. 11.27. Управление мультиплексированным дисплеем от РIO.

Конечно, вам придется написать программу для периодического вывода последовательных десятичных чисел, а также и «шагающего бита» через порт А, не забыв запретить прерывания на время вывода, чтобы предотвратить мерцание. Другой, более простой способ управления многоразрядным ЭЛД-дисплеем в микропроцессорной системе заключается в использовании чего-то вроде семейства «интеллектуальных дисплеев» фирмы Siemens-дисплейных секций, отображаемых на память, и выглядящих с точки зрения ЦП просто как участки памяти (см. рис. 9.24); поскольку такие дисплеи запоминают выводимые числа, запись в них требуется выполнять только при смене отображаемого числа.

Квитирование. Процедура квитирования требует некоторых пояснений. Представьте себя на месте внешнего устройства, посылающего байты данных в процессор через порт РIO. Вы хотите узнать, готов ли РIO принять следующий байт, т. е. извлечен ли процессором предыдущий байт. Для выполнения этой операции следует предусмотреть в РIO специальный выход «готов к приему данных» (ready for data, RFD), который сбрасывается РIO после получения от вас нового байта, и вновь устанавливается после того, как этот байт забирается центральным процессором. Другими словами, вы имеете право стробировать свои данные в любой момент, если только установлен RFD.

На рис. 11.28 показано, как реализуется это «взаимное квитирование», которое является одним из четырех режимов квитирования, предусмотренных в микросхеме 8536.

Рис. 11.28. Квитирование.

При вводе данных внешний источник может установить данные, но не устанавливает строб ACKIN' (такое название этого вывода придумала фирма Zilog!) до обнаружения установленного сигнала RFD. Устройство снимает строб (и может снять данные), обнаружив сброс RFD, затем снова ожидает установки RFD. При выводе данных процессы протекают аналогично. РIO устанавливает сначала данные, затем сигнал DAV' (data available, данные установлены). Внешнее устройство фиксирует данные, после чего устанавливает сигнал подтверждения ACKIN'. Это заставляет РIO сбросить и данные, и DAV'. Последнее воспринимается внешним устройством, как команда на сброс ACKIN', чем начинается новый цикл. Заметьте, что квитирование полностью взаимно, т. е. каждый участник передачи данных на каждом шаге ждет вершения своей части операции вторым соучастником. Такое полностью взаимное квитирование гарантирует отсутствие потерь данных. Иногда, однако, протокол можно упростить. В микросхеме 8536 предусмотрен режим «импульсного квитирования», в котором сигнал ACKIN' не обязан ожидать разрешения на сброс; в этом случае сигнал ACKIN' представляет собой импульс длительностью по меньшей мере 250 нc, возбуждаемый, когда установлены RFD или DAV', как было описано выше.

Легко сообразить, что режим квитирования выбирается в процессе инициализации посылкой тех же всеобъемлющих управляющих байтов. Если выбран один из режимов квитирования, все или некоторые из четырех линий порта С используются в качестве ACKIN', DAV' и RFD. Если вы не назначаете порту режим квитирования, линии порта С можно использовать, как обычные биты ввода-вывода, точно так же, как порты А и В.

Предупреждение: общий недостаток многих периферийных БИС, особенно с тактирующим входом, заключается в непомерно большом времени успокоения после каждой операции. Весьма показателен наш опыт работы с микросхемой 8530: при использовании МП 68000 на частоте 10 МГц пришлось между последовательными циклами вывода включить несколько команд NOP, потому что скорость, с которой ЦП мог посылать последовательные байты (интервал между байтами 0,8 мкc) была выше скорости их приема микросхемой 8530 (минимальное значение «допустимого времени восстановления после доступа» для 8530 составляет 1,7 мкс). Учтите также своеобразные требования к синхронизации процессорного интерфейса. Вспомним, что в нашем микропроцессорном приборе периферийные схемы Zilog требовали необычно большого времени предустановки адреса по отношению к фронту строба чтения (80 не), что заставило нас добавить схемы для генерации задержанного сигнала RD'. Эти особенности, с которыми вы не встретитесь при использовании простых цифровых схем среднего уровня интеграции, являются результатом необходимости тактирования внутренних состояний микросхемы, относительно низкой скорости работы КМОП-схем, или и того, и другого.

Единственный путь борьбы с этими неприятностями БИС-тщательное проектирование, что включает в себя внимательное изучение технических характеристик микросхем, обмен опытом с другими пользователями и исчерпывающее тестирование. Если, испытывая опытный образец, вы замечаете какую-то аномалию, не надейтесь, что она пропадет в более тщательно разработанном конечном варианте. Как раз наоборот, именно аномалии вам и надлежит отыскивать. Обычно, отлаживая опытный образец, вы можете испытать свою схему гораздо надежнее, искусственно изменяя тактовую частоту, питающее напряжение и, возможно, температуру (с помощью тепловой пушки).

Аналого-цифровые и цифро-аналоговые преобразователи на микропроцессорной магистрали. Ввиду широкого внедрения устройств сбора данных с микропроцессорным управлением (в противоположность автономным приборам) новейшие модели АЦП и ЦАП стали разрабатываться с учетом возможности их подключения к микропроцессорной магистрали. Например, «микропроцессорно-совместимые» ЦАП имеют шины передачи входных данных шириной 1 байт и два входных буфера, так что вы можете зафиксировать 12-разрядную величину, поступающую по 8-разрядной шине, за два цикла записи; двойная буферизация обеспечивает одновременное поступление на вход преобразователя всех 12 разрядов преобразуемой величины, что уменьшает переходные выбросы на выходе. Аналогично этому микропроцессорно-совместимые АЦП комплектуются тристабильными выходными драйверами, организованными в группы шириной 8 бит. И АЦП, и ЦАП часто используют «магистрально-ориентированные» сигналы типа RD', WR' и CS'. Такие преобразователи можно непосредственно подключать к микропроцессорной магистрали, используя лишь незначительный объем «склеивающей» логики для декодирования адреса. Вам не приходится мучиться с обычными интерфейсными атрибутами вроде внешних фиксаторов и тристабильных драйверов. Можете вспомнить, как все просто выглядело в нашем приборе, включавшим и АЦП, и ЦАП.

Несколько примеров. Микросхема AD7537 фирмы Analog Devices представляет собой двухканальный 12-разрядный ЦАП с 8-битовой загрузкой (т. е. каждая 12-битовая величина загружается за два цикла магистрали, как 8 + 4), со средствами одновременного обновления двух 12-разрядных каналов с двойной буферизацией (рис. 11.29); вариант AD7547 снабжен входом, шириной 12 бит, предназначенным для 16-разрядных магистралей. Микросхема AD7572 той же фирмы — это 12-разрядный АЦП, не требующий «склеивающих» схем, с возможностью параллельного вывода шириной 8 или 12 бит через тристабильные драйверы; эту схему можно легко подключить к микропроцессорным магистралям шириной как 8, так и 16 бит. Некоторые преобразователи, совместимые с магистралями, даже позволяют задавать выравнивание слова, меньшего по ширине, чем магистраль, влево или вправо. Выбирая преобразователь для подключения к микропроцессорной магистрали, остерегайтесь устройств с замедленной синхронизацией процессорного интерфейса (что не имеет никакого отношения к скорости преобразования), которая может заставить вас предусматривать состояния ожидания, задержанные стробы и т. д. Например, микросхема AD558, во всех остальных отношениях превосходный автономный 8-разрядный АЦП, характеризуется минимальным временем упреждения данных по отношению к срезу сигнала WR' 200 нc, что требует, при использовании его с МП 68008, введения состояния ожидания.

Рис. 11.29. 12-разрядные двухканальные ЦАП (с любезного разрешения Analog Devices), а — микросхема 7537 с шириной загрузки 1 байт; б — микросхема 7547 с шириной загрузки 12 бит.

При подключении к микропроцессору любого АЦП с разрешением 12 бит и более подумайте об изоляции выходов микросхемы АЦП от системной магистрали с помощью буферов (или даже опторазвязок); в противном случае переходные процессы в цифровых цепях и наводки от микропроцессора могут легко ухудшить разрешение. При высоком разрешении (16 бит и более) может оказаться необходимым разместить преобразователь вне корпуса, содержащего цифровую электронику. В качестве примера возможных неприятностей мы можем описать наш опыт работы с промышленной платой 16-разрядного АЦП, предназначенного для IBM PC. Модуль преобразователя размещался прямо на плате, внутри компьютера. Мы скептически отнеслись к возможности достижения максимального 16-битового разрешения, и перед покупкой платы осведомились, какова будет реакция АЦП на приложение к его аналоговым входам постоянного напряжения. В отделе технической поддержки фирмы-изготовителя нас заверили, что колебания будут «не более двух соседних цифровых кодов». Фактически выходные показания метались в пределах семи соседних кодов, что снижало разрешение до 14 бит. По предложению фирмы мы принесли им плату для испытаний, которые лишь подтвердили проблему шума. Когда мы спросили «как же так?», нам сказали, что введший вас в заблуждение сотрудник уже у них не работает. Нам сообщили, что все их платы работают точно так же; и, добавляя оскорбления к ущербу, пригрозили взыскать с нас стоимость «обслуживания», состоявшего в испытаниях платы.

11.12. Запоминающие устройства

В обычном микрокомпьютере увеличить объем памяти несложно - вам лишь надо решить, сколько мегабайт стоит добавить, и к какому поставщику обратиться. Больше умственных усилий надо затратить при разработке прибора с микропроцессорным управлением, где распределение памяти является элементом проектирования, и где совместно используются блоки запоминающих устройств разных типов — энергонезависимые ПЗУ для хранения программ, а энергозависимые ОЗУ для временного размещения данных и стеков, а также как рабочее пространство программы. Энергонезависимые ПЗУ с «зашитыми» программами широко используются в микропроцессорных устройствах, чтобы избавиться от необходимости каждый раз при включении прибора загружать программу. В настоящем разделе мы рассмотрим различные виды памяти: статические и динамические ОЗУ (оперативные запоминающие устройства), РПЗУ (репрограммируемые постоянные запоминающие устройства), ЭРПЗУ (электрически стираемые репрограммируемые постоянные запоминающие устройства). Как только вы немного в них разберетесь, выбор уже не составит труда. Можете сразу обратиться к рис. 11.35, где мы свели воедино типы запоминающих устройств.

Статические и динамические ОЗУ. В статических ОЗУ биты хранятся в матрицах триггеров, в то время как в динамических ОЗУ-в заряженных конденсаторах. Бит, записанный в статическое ОЗУ, остается в нем до тех пор, пока не будет перезаписан, или пока не выключится источник питания. В динамическом ОЗУ данные, если их не «регенерировать», исчезнут менее чем через секунду. Другими словами, динамическое ОЗУ непрерывно забывает данные, и чтобы их сохранить, приходится периодически опрашивать «строки» двумерной матрицы битов в микросхеме памяти. Например, в ОЗУ объемом 256 кбит к каждому из 256 рядов приходится обращаться каждые 4 мс.

Вы можете задаться вопросом, кому же придет в голову выбирать динамическое ОЗУ? Дело в том, что обходясь без триггеров, динамическое ОЗУ занимает меньше места, в результате чего микросхема большей емкости оказывается дешевле. Например, популярное сегодня статическое ОЗУ емкостью 32Кх8 (256 кбит) стоит около 10 долл., в два раза больше нынешней цены динамического ОЗУ емкостью 1 Мбит. В результате, используя динамические ОЗУ, вы за половину стоимости будете иметь в 4 раза больше памяти.

Теперь, наверное, вы удивляетесь, кому же нужны статические ОЗУ (что-то вас кидает из стороны в сторону)? Основное достоинство статических ОЗУ заключается в их простоте. Отпадает необходимость в циклах регенерации, не нужно заботиться об их синхронизации (циклы регенерации конкурируют с обычными циклами обращения к памяти и должны поэтому жестко синхронизоваться). В простых системах с ограниченным числом микросхем памяти естественно использовать статические ОЗУ. К тому же большая часть нынешних статических ОЗУ используют КМОП-технологию, что существенно для приборов с батарейным питанием. Между прочим, статическое КМОП ОЗУ, автоматически переключаемое на батарейное питание при выключении основного (с помощью микросхемы управления питанием типа МАХ690), представляет неплохую альтернативу ПЗУ в качестве энергонезависимой памяти. Другим достоинством статических ОЗУ является их высокое быстродействие (выпускаются микросхемы с характерным временем 25 нc и менее), а также удобная компоновка секциями по 8 бит. Рассмотрим оба типа ОЗУ подетальнее.

Статические ОЗУ. Мы уже столкнулись со статическим ОЗУ в нашей микропроцессорной разработке, где одно такое ОЗУ емкостью 32Кх8 использовалось для размещения данных, стека и рабочей области (программа была записана в РПЗУ). Организовать обмен данными со статическим ОЗУ проще простого: в цикле чтения вы устанавливаете сигналы адреса, выбора микросхемы (CS') и разрешения выхода (OE'); запрошенные данные появляются на тристабильных линиях данных спустя максимум t_aa (адресное время доступа). В цикле записи вы устанавливаете сигналы адреса, данных и CS', а затем (спустя время упреждения адреса t_as) импульс разрешения записи (WE'); достоверные данные записываются в конце импульса WE'. Действующие временные ограничения для 120 нс статического ОЗУ показаны на рис. 11.30, из которого видно, что «быстродействие» памяти — это время от установки достоверного адреса до достоверных данных (при чтении) или до завершения цикла записи (при записи). Для статических ОЗУ интервал времени между последовательными обращениями к памяти («длительность цикла») равен времени доступа; для динамических ОЗУ, как будет показано ниже, это не так.

Рис. 11.30. Синхронизация статического ОЗУ с быстродействием 120 нc. а — цикл чтения, б — цикл записи.

Микросхемы статических ОЗУ могут иметь емкость от 1 Кбит (или меньше) до 1 Мбит при ширине 1, 4 или 8 бит. Быстродействие (время доступа) колеблется от 150 до 10 нc или около того. В настоящее время широко используются недорогие статические КМОП ОЗУ емкостью 8Кx8 и 32Кx8 с временем доступа 80 нc, а также меньше по емкости, но более быстродействующие (< 3 нc) статические КМОП ОЗУ для кеш-памяти. Варианты микросхем могут иметь отдельные выводы для входов и выходов, два порта доступа и то или иное внешнее оформление (например, однорядный корпус SIP). Может быть это и существенно, однако заметьте, что вам не надо заботиться, чтобы линии данных ЦП подключались обязательно к одноименным выводам микросхемы памяти — ведь независимо от порядка соединения вы при чтении всегда получите то же, что записали! Это замечание справедливо и для адресов. Однако не пытайтесь так поступить с ПЗУ.

_{Упражнение 11.18. А почему?}

Динамические ОЗУ. По сравнению со статическими ОЗУ динамические ОЗУ — это сплошная мигрень. На рис. 11.31 показан нормальный цикл. Адрес (содержащий, например, для ОЗУ объемом 1 Мбайт 20 бит) расщепляется на две группы и мультиплексируется на вдвое меньшее число выводов, сначала «адрес строки», стробируемый сигналом RAS' (Row Address Strobe — строб адреса строки), а затем «адрес колонки», стробируемый сигналом CAS' (Column Address Strobe — строб адреса колонки).

Рис. 11.31. Циклы чтения и записи динамического ОЗУ (Motorola, 120 нc).

Данные записываются (или читаются в соответствии с состоянием входа направления R/W') вслед за установкой CAS'. Перед началом следующего цикла памяти должно пройти некоторое время «выдержки RAS», поэтому длительность цикла больше времени доступа; например, динамическое ОЗУ может иметь время доступа 100 нc и длительность цикла 200 нc. Цикл регенерации выглядит так же, но без сигнала СAS'. Вообще-то обычные обращения к памяти отлично ее регенерируют, если только вы можете гарантировать обращения со всеми возможными адресами строк!

Динамические ОЗУ, как и статические, выпускаются с шириной данных 1, 4 и 8 бит, емкостью от 64 Кбит до 4 Мбит и с быстродействием приблизительно от 70 до 150 нc. Наиболее популярны большие 1-битовые микросхемы, что вполне объяснимо: если вам нужна большая матрица памяти, скажем объемом 4 Мбайт и шириной 16 бит, и имеются в наличии ОЗУ емкостью 1 Мбит с организацией 1Мx1 и 128Кx8, имеет смысл использовать 1-битовые микросхемы, потому что (а) каждая линия данных будет подключена только к двум микросхемам (а не к 16), что существенно уменьшит емкостную нагрузку, и (б) эти микросхемы занимают меньше места, потому что меньшее число выводов данных более чем компенсирует дополнительные адресные выводы. Кроме того, 1-битовые микросхемы, как правило, дешевле. Приведенные рассуждения справедливы, если вы строите большую память, и не относятся, например, к нашему простому микропроцессору с памятью 32Кx8. Заметьте, однако, что улучшенная технология упаковки микросхем с высокой плотностью ("ZIP" и "SIMM") уменьшает важность минимизации числа выводов.

Существует ряд способов генерации последовательности мультиплексированных адресов и сигналов RAS, CAS и R/W', требуемой для управления динамическим ОЗУ. Поскольку это ОЗУ всегда подключается к микропроцессорной магистрали, вы начинаете работу с ним, обнаружив сигнал AS' (или эквивалентный ему), говорящий о том, что установлен правильный адрес из пространства динамического ОЗУ (о чем свидетельствуют старшие адресные линии). Традиционный метод заключается в использовании дискретных компонент средней степени интеграции для мультиплексирования адреса (несколько 2-канальных 2-входовых мультиплексоров `257) и генерации сигналов RAS, CAS, а также сигналов управления мультиплексором. Требуемая последовательность создается с помощью сдвигового регистра, тактируемого с частотой, кратной тактовой частоте микропроцессора или, что лучше, с помощью линии задержки с отводами. Для организации периодических циклов регенерации (только RAS) вам потребуется еще несколько логических схем и счетчик, отсчитывающий последовательные адреса строк. На все это уйдет около 10 корпусов.

Привлекательным способом, альтернативным «дискретным» схемам управления динамическим ОЗУ, является использование ПЛМ, причем для генерации всех необходимых сигналов достаточно одной-двух микросхем. Еще проще взять специальную микросхему «поддержки динамического ОЗУ», например, АМ2968. Такого рода микросхемы берут на себя не только мультиплексирование адресов и образование сигналов RAS/CAS, но также и арбитрацию регенерации вместе с образованием адресов строк; более того, они даже включают мощные драйверы и демпфирующие резисторы, которые нужны для подключения больших матриц микросхем памяти, как это будет объяснено ниже. К таким контроллерам динамических ОЗУ обычно прилагаются дополнительные микросхемы для синхронизации, а также обнаружения и коррекции ошибок; в результате небольшой набор микросхем полностью решает проблему включения динамического ОЗУ в вашу разработку.

Впрочем, почти полностью! Основные неприятности с динамическими ОЗУ начинаются, когда вы пытаетесь освободиться от наводок на всех этих стробирующих и адресных магистральных линиях. Суть проблемы заключается в том, что несколько десятков корпусов МОП-схем оказываются разбросанными на большой площади системной платы, причем ко всем корпусам подходят управляющие и адресные шины. Для подключения к ним нескольких десятков микросхем требуются мощные выходные каскады Шоттки; однако большая длина линий и распределенная входная емкость в сочетании с крутыми фронтами выходных каскадов приводят к появлению «звона» большой амплитуды. Часто можно увидеть на адресных линиях ОЗУ отрицательные выбросы до —2 В! Типичным средством борьбы (не всегда полностью успешной) является включение на выходе каждого драйвера последовательных демпфирующих резисторов с сопротивлением около 33 Ом.

Другая проблема заключается в огромных переходных токах, часто достигающих величины 100 мА на линию. Представьте себе микросхему 8-разрядного драйвера, у которого большинство выходов случайно переключаются в одном направлении, например, с высокого уровня на низкий. Это приводит к переходному току величиной около 1 А, который на некоторое время повышает потенциал нулевого вывода, а вместе с ним и всех выходов, которые должны были иметь низкий уровень. Отмеченная проблема отнюдь не носит академического характера — однажды мы наблюдали сбои в работе памяти как раз из-за таких переходных токов на нулевом выводе, образующихся из-за выбросов токов CAS-драйвера. При этом наводки, проходящие в RAS-драйверы той же микросхемы, оказывались достаточными для завершения цикла памяти!

Дополнительным источником наводок в динамических ОЗУ являются большие переходные токи, образованные микросхемами в целом, причем наиболее честные разработчики даже включают сведения об этом явлении в свои технические материалы (рис. 11.32).

Рис. 11.32. Переходные токи динамического ОЗУ.

Обычным средством борьбы является установка шунтирующих конденсаторов, подключенных к нулевой линии с малой индуктивностью; считается разумным шунтировать каждую микросхему керамическим конденсатором с емкостью 0,1 мкФ. Мы пришли к выводу, что логические драйверы 74F с внешними резисторами хорошо работают с динамическим ОЗУ, как и специальные драйверы типа Аm2966, которые включают интегральные демпфирующие резисторы. Контроллер динамического ОЗУ Аm2968, упоминавшийся выше, по заверениям разработчиков может обслуживать до 88 микросхем памяти без внешних компонент, давая при этом отрицательные выбросы не более —0,5 В. Даже более важным, нежели выбор конкретного драйвера, является использование нулевых линий с низкой индуктивностью и частого шунтирования U₊. Двухсторонние платы с узкими линиями заземления неминуемо приведут к неприятностям; макетные платы с накруткой проводов обычно немногим лучше.

Важно понимать, что сбои памяти, возникающие из-за наводок, могут в сильной степени зависеть от распределения бит в передаваемых данных и не всегда проявляются в простых тестах памяти на чтение/запись. Лучшим способом обеспечить надежную работу памяти является консервативное проектирование и исчерпывающее тестирование памяти (с осциллографическим исследованием форм сигналов).

Постоянные запоминающие устройства (ПЗУ). ПЗУ относятся к памяти, неразрушаемой при выключении питания (энергонезависимой), и нужда в них возникает практически в любой компьютерной системе. К примеру, в микрокомпьютерах необходимо иметь по крайней мере небольшое ПЗУ для хранения последовательности команд начальной загрузки, которая включает не только строки выделения стека и инициализации портов и прерываний, но также и команды, обеспечивающие чтение операционной системы с диска. Когда ваш персональный компьютер выполняет тестирование памяти и затем загружает DOS, он выполняет приказы некоторого ПЗУ. Кроме того, для микрокомпьютера типично хранение в ПЗУ некоторой части операционной системы (обычно наиболее аппаратно-зависимых модулей); эта часть называется «базовой системой ввода-вывода» (basic I/O system, BIOS) и обеспечивает стандартный механизм для обращения операционной системы к конкретным портам.

ПЗУ широко используются для хранения различных таблиц, например, для генератора символов, отображаемых на экране дисплея. В предельном случае вообще вся операционная система, включая даже компиляторы и графические программы, может размещаться в ПЗУ. Например, в микрокомпьютере Macintosh значительная часть системного программного обеспечения записана в ПЗУ, и почти все 256 Кбайт ОЗУ отдаются пользователю. Однако такой «ПЗУ-ориентированный» подход используется в микрокомпьютерах относительно редко ввиду его негибкости; заметьте, однако, что исправление ошибок и умеренные усовершенствования программного обеспечения могут осуществляться с помощью заплат, размещаемых в ОЗУ.

В приборах с микропроцессорным управлением ПЗУ используются более широко. В ПЗУ хранится вся автономная программа, а энергозависимое ОЗУ используется только для хранения массивов и временных данных. Именно так было сделано в нашем усреднителе сигналов. ПЗУ часто оказываются полезными в дискретной цифровой аппаратуре, например, для конструирования произвольных конечных автоматов, или в качестве хранилища таблиц поправок для линеаризации функции отклика измерительной системы. Рассмотрим кратко разные виды энергонезависимой памяти: ПЗУ с масочным программированием, а также электрически стираемые ЭРПЗУ.

РПЗУ. Стираемые программируемые постоянные запоминающие устройства выполняются в виде больших микросхем с кварцевым окном. Это, несомненно, самый популярный тип энергонезависимой памяти для компьютеров. РПЗУ используют КМОП- и МОП-технологию и состоят из больших матриц полевых и МОП-транзисторов с плавающим затвором, которые можно зарядить с помощью «лавинной инжекции» — процесса пробоя слоя, изолирующего затвор, при приложении напряжения свыше 20 В. Данные хранятся в РПЗУ неограниченно долго в виде ничтожного заряда (около 10⁶ электронов) изолированных «погребенных» затворов, которые можно рассматривать как конденсаторы с постоянной времени порядка столетий. Чтобы прочитать состояние отдельного конденсатора, ему надо выступить в качестве затвора канала полевого МОП-транзистора. Поскольку затвор электрически недоступен, стереть заряд можно лишь облучая микросхему интенсивным потоком ультрафиолетовых лучей в течение 10–30 мин, отчего запасенный заряд стекает за счет явления фотопроводимости. В результате отдельные байты РПЗУ выборочно стереть нельзя.

В первом издании этой книги мы упоминали «классическую» микросхему 2716, РПЗУ 2Кx8, стоившую 25 долл. Теперь она стала такой классической, что ее уже нигде не достанешь! Типичные РПЗУ нашего времени имеют емкость от 8Кx8 до 128Кx8 и цену несколько долларов. Время доступа обычно составляет 150–300 нc, хотя такие компании, как Cypress, предлагают ПЗУ небольшого объема с быстродействием 25 нc. Чтобы запрограммировать РПЗУ, к нему надо просто приложить повышенное напряжение (обычно 12,5 или 21 В), устанавливая при этом требуемые значения байтов.

Исходные алгоритмы требовали 50 мс на программирование каждого байта (что дает 100 с для микросхемы 2716, но для РПЗУ умеренного объема 32Кx8 превращается в полчаса). Выпуск больших ПЗУ потребовал от разработчиков изобретения более совершенных алгоритмов, в которых каждый байт программируется последовательностью импульсов длительностью 1 мс, причем после каждой записи делается попытка чтения; когда байт считывается правильно, выполняется окончательная запись, равная по длительности утроенной сумме всех предыдущих. Большая часть байтов программируется первым же импульсом, в результате на каждый байт тратится около 4 мс, а на все ПЗУ объемом 32Кx8 — 2 мин.

РПЗУ очень удобны при разработке опытных образцов, так как после стирания их можно использовать повторно. Они также применяются при выпуске небольших партий приборов. В продаже имеются более дешевые варианты РПЗУ без кварцевого окна, иногда называемые «РПЗУ однократного программирования». Хотя эти микросхемы не следовало бы называть РПЗУ, инженеры не желают изменять привычное название. Консервативные производители РПЗУ гарантируют сохранение в них информации в течение лишь 10 лет. Эта величина предполагает наихудшие условия (в частности, высокую температуру, которая приводит к утечке заряда); в действительности РПЗУ, похоже, не теряют данные, если только вам не попалась дефектная партия.

Для РПЗУ характерно ограниченное число циклов репрограммирования, т. е. стирания и программирования заново. Производители неохотно называют это число, хотя вы можете считать, что микросхема заметно ухудшит свои характеристики лишь после 100 или около того циклов стирания / программирования.

Масочные ПЗУ и ПЗУ с плавкими перемычками. Масочно-программируемые ПЗУ относятся к категории заказных микросхем, которые рождаются с указанным вами расположением бит. Фирма-производитель преобразует вашу спецификацию бит в маску металлизации, используемую далее при изготовлении ПЗУ. Такая процедура хороша для больших партий микросхем, и вам, надеемся, не придет в голову заказывать ПЗУ с масочным программированием для макетного образца. Типичная стоимость составляет от 1 до 3 тыс. долл. за производственный цикл, и фирмы неохотно берут заказы на партии ПЗУ менее тысячи штук. При таких количествах микросхема может обойтись в несколько долларов.

Многие однокристальные микроконтроллеры содержат в том же корпусе несколько кбайт ПЗУ и ОЗУ, так что законченный прибор может обходиться без дополнительных микросхем памяти. В большинстве случаев микроконтроллерное семейство включает варианты, требующие внешнего ПЗУ, а иногда и варианты со встроенным РПЗУ (рис. 11.33).

Рис. 11.33. Микроконтроллер с РПЗУ. а — 8-разрядный микроконтроллер с контактами для установки РПЗУ; б — 8-разрядный микроконтроллер со встроенным РПЗУ.

Это дает возможность при разработке прибора использовать вариант с РПЗУ (или внешним ПЗУ), куда можно записать программу, при подготовке же партии приборов обратиться к более дешевым контроллерам с масочным программированием. Другим типом ПЗУ с однократным программированием являются ПЗУ с плавкими перемычками. При выпуске в них все биты установлены, и для сброса требуемых бит ПЗУ надо подвергнуть действию электрического тока. В качестве типичного примера можно привести микросхему Harris НМ6617, КМОП ППЗУ (программируемое постоянное запоминающее устройство) объемом 2Кx8. ППЗУ с плавкими перемычками выпускаются также на базе биполярной (ТТЛ) технологии.

ЭРПЗУ. Электрически стираемые программируемые ПЗУ могут быть выборочно стерты и электрически репрограммированы прямо в той же схеме, где они используются в качестве памяти. Такого рода ПЗУ идеально подходят для хранения констант конфигурации, параметров калибровки и прочей информации, которую нельзя записать в ПЗУ до включения компьютера. ЭРПЗУ, как и РПЗУ, используют технологию МОП с плавающим затвором.

Первые ЭРПЗУ требовали повышенных напряжений и длительной процедуры программирования. Современные микросхемы используют одно напряжение питания +5 В и работают практически так же, как и статические ОЗУ-другими словами, вы можете репрограммировать любой байт с помощью одного цикла записи на магистрали. В микросхеме ЭРПЗУ предусмотрены внутренние цепи для генерации повышенного программирующего напряжения, а внутренняя логика фиксирует данные и генерирует программирующую последовательность длительностью несколько миллисекунд, в которой на время процесса устанавливается флаг BUSY' или в цикле чтения образуются инвертированные данные, чтобы показать, что идет процесс записи. Некоторые ЭРПЗУ реализуют оба этих протокола, обычно называемые "RDY-BUSY" и "DATA'-опрос". Сопряжение с этими ПЗУ осуществляется просто - достаточно подключить их так же, как обычные ОЗУ и использовать линию BUSY' для возбуждения прерываний (либо считывать состояние BUSY' или данных, и использовать его как флаг состояния) (см. рис. 11.34).

Рис. 11.34. ЭРПЗУ.

Протокол DATA' — опроса удобен тем, что ЭРПЗУ можно вставить в стандартный разъем для ОЗУ без каких-либо схемных изменений (разумеется, в ваши программы придется включить строки анализа считываемых назад данных и ожидания их совпадения с тем, что вы записываете). Поскольку запись в ЭРПЗУ выполняется относительно редко, фактически в прерываниях по линии RDY/BUSY' необходимости не возникает.

КМОП ЭРПЗУ выпускаются в виде микросхем с емкостью 2Кx8, 8Кx8 и 32Кx8 по цене примерно 10–50 долл. Время доступа (200–300 нc) и время программирования (2 мс/байт при использовании внутреннего усовершенствования алгоритма) сравнимы с показателями стандартного РПЗУ. ЭРПЗУ, как и РПЗУ, допускают ограниченное число циклов чтения/записи. Хотя производители избегают называть конкретные цифры, можно встретить упоминание о 100000 циклах чтения/записи при 25 °C.

Замечание. Хотя ЭРПЗУ уникальны в том отношении, что допускают репрограммирование в рабочей схеме, их также можно запрограммировать и отдельно от места использования, в программаторе для РПЗУ. Это делает их очень удобными для разработки встроенного программного обеспечения, так как вам не надо ждать полчаса, пока РПЗУ со старой программой прожарится под ультрафиолетовым облучателем.

Имеются два любопытных варианта ЭРПЗУ. Фирмы National, Xicor и др. выпускают маленькие микросхемы ЭРПЗУ в мини-DIP-кopпycax с 8 выводами. Емкость этих схем может составлять от 16x16 до 2Кx8 бит; они работают в режиме последовательного доступа и оснащаются тактовым входом и единственной линией данных. Эти микросхемы трудно использовать без микропроцессора; однако в приборах с микропроцессорным управлением они очень удобны для хранения небольшого количества установочных параметров и проч. Та же фирма Xicor выпускает «электрически стираемый потенциометр (ЕЕРОТ)», остроумное применение электрически стираемой памяти, в которой хранится положение «цифрового контакта». В эту микросхему встроена цепочка из 99 равных по величине резисторов, причем положение отвода от них, устанавливаемое программно, сохраняется в энергонезависимой памяти, входящей в ту же микросхему. Нетрудно представить себе прикладные задачи, в которых желательна автоматическая или дистанционная калибровка некоторого инструмента без механической настройки ручек управления.

Недавно появившаяся модификация ЭРПЗУ, называемая моментальной (flash), сочетает высокую плотность РПЗУ с репрограммированием в рабочей схеме, присущим ЭРПЗУ. Однако моментальные РПЗУ, как правило, не позволяют стирать отдельные байты, как это можно делать с обычными ЭРПЗУ. Так, моментальное ЭРПЗУ Intel допускает только полное стирание (как и РПЗУ), в то время как в микросхеме фирмы Seeq предусмотрено стирание либо посекторное (512 байт), либо целиком. Далее, большинство доступных сейчас моментальных ЭРПЗУ требуют дополнительного отключаемого источника питания +12 В на время стирания/записи, что является слишком дорогой ценой, если вспомнить, что обычные ЭРПЗУ питаются от единственного источника +5 В. Моментальные ЭРПЗУ могут выдерживать от 100 до 10000 программных циклов. Технология производства ППЗУ продолжает развиваться, и мы с любопытством ожидаем, что она нам еще преподнесет; ждите и вы!

Энергонезависимые ОЗУ. РПЗУ удобны для применения в качестве энергонезависимых ПЗУ, однако часто возникает необходимость иметь энергонезависимую оперативную память. Для этого можно использовать ЭРПЗУ, однако для них характерен очень длинный (10 мс) цикл записи (и ограниченное число циклов чтения/записи). Имеются две возможности достичь характерного для ОЗУ времени чтения/записи (100 нc) при неограниченном числе циклов чтения/записи: использовать либо статическое КМОП ОЗУ с резервным батарейным питанием, либо необычную микросхему "NOVRAM" фирмы Xicor, в которой объединены статическое ОЗУ и ЭРПЗУ.

Ранее уже обсуждался вопрос о резервном батарейном питании ОЗУ, которое убивает двух зайцев разом: низкая цена и высокая скорость чтения/записи ОЗУ сочетаются с энергонезависимостью ПЗУ. Разумеется, в этом случае следует использовать КМОП ОЗУ с известным значением критического тока. Некоторые фирмы выпускают «энергонезависимые ОЗУ», размещая в обычном DIP-корпусе вместе с микросхемой КМОП ПЗУ литиевую батарейку и логические схемы переключения питания. В качестве примера можно указать микросхемы фирмы Dallas Semiconductor DS1225 (8Кx8) и DS1230 (32Кx8); эта фирма также выпускает линейку «интеллектуальных разъемов», содержащих батарейку и логические схемы, с помощью которых обычные ОЗУ как по мановению волшебной палочки становятся энергонезависимыми. Учтите, что образованное таким образом энергонезависимое ОЗУ, строго говоря, не бессмертно; срок службы батарейки, а следовательно, и данных, около 10 лет. Как и для обычного статического ОЗУ, здесь нет ограничений на выдерживаемое памятью число циклов чтения/записи.

NO VRAM (NOnVolatile RAM-энергонезависимое ОЗУ) фирмы Xicor сочетает обычное статическое ОЗУ с «теневым» ЭРПЗУ в том же кристалле. Входной сигнал STORE' переносит содержимое ОЗУ в ЭРПЗУ при полной длительности цикла записи 10 мс; извлекаются данные быстрее, за время около 1 мкс. При наличии микросхемы контроля питающих напряжений из серии МАХ690 вы заблаговременно получаете предупреждение и можете сохранить содержимое ОЗУ еще до того, как напряжение +5 В упадет до критического значения. Объявлено, что NO VRAM выдерживают 10000 операций сохранения и, подобно обычным ОЗУ, неограниченное число операций чтения/записи в ОЗУ.

Если сравнивать два описанных варианта энергонезависимых ОЗУ, то вариант с резервной батарейкой представляется в общем предпочтительным, поскольку позволяет использовать любое наличное ОЗУ, если только в нем предусмотрен режим отключения при нулевом токе. Это значит, что вы можете использовать большие ОЗУ последних выпусков, а также, например, выбрать наиболее быстродействующие ОЗУ, если это для вас важно. Хотя батарейки имеют конечный срок эксплуатации, для большинства приложений он достаточен. Для кратковременного (сутки или менее) хранения информации вы можете заменить литиевую батарейку двухслойным конденсатором большой емкости; такие конденсаторы в очень маленьких корпусах с емкостью до фарады и более предлагаются фирмами Panasonic, Sohio и др.

Запоминающие устройства: общая сводка. Рис. 11.35 подытоживает важнейшие характеристики различных типов ЗУ.

Рис. 11.35. Типы запоминающих устройств.

Из показанных на рисунке мы рекомендуем динамические ОЗУ шириной 1 бит для больших матриц памяти с возможностью чтения и записи, статические ОЗУ шириной 1 байт для небольших матриц памяти микропроцессорных систем, РПЗУ для хранения программ и параметров, не требующих перезаписи, и либо ЭРПЗУ (если длительность процесса записи не имеет значения), либо статические ОЗУ с резервным батарейным питанием (для достижения максимального быстродействия по чтению/записи) для энергонезависимого хранения модифицируемых данных.

11.13. Другие микропроцессоры

Как и любой дарвиновский процесс, эволюция микропроцессоров протекала в нескольких расходящихся направлениях. В борьбе за выживание менее приспособленным угрожает опасность вымирания. Примером различающихся эволюционных путей являются процессоры с отдельными командами ввода-вывода и с «вводом-выводом, отображаемым на память». В последнем случае регистры периферийных устройств выглядят просто как ячейки памяти (представителем первого направления является МП 8086, второго - МП 68000)[2]. Далее, можно выделить машины, использующие для большинства арифметических операций не регистры, а память. Другая альтернатива в конструировании микропроцессоров касается использования выводов микросхемы: в некоторых ЦП выводы являются многофункциональными, что позволяет повысить гибкость микросхемы. Различаться могут размеры слов (4, 8, 16 или 32 бит) и стеков, а также элегантность (или полнота) системы команд. Каждое семейство микропроцессоров имеет собственный язык ассемблера (вечный камень преткновения для начинающих). Микропроцессоры обычно выполняются по КМОП-технологии, но можно найти и такие, которые используют nМОП-технологию или биполярную логику.

Еще большие различия можно обнаружить у микропроцессоров, предназначенных для решения разных задач. С одной стороны, имеются «однокристальные» процессоры со встроенными ОЗУ и ПЗУ, параллельными портами, УСАПП, таймерами и даже аналого-цифровыми преобразователями. Другая крайность представлена мощными 32-разрядными ЦП 80486, 68040 и АМ29000, которые перекрывают вычислительные возможности больших компьютеров, но для полной реализации своих совершенных качеств требуют обширного аппаратного и программного обеспечения. Микросхемы повышенной степени интеграции занимают золотую середину; например, микросхема Н16 представляет собой комбинацию в одном кристалле ЦП 68000 с двумя УСАПП, таймерами и каналами прямого доступа.

В настоящей главе во всех примерах использовался МП 68008, но мы не хотели бы оставить у читателя впечатление, что другие микропроцессоры хуже. В табл. 11.8 перечислены наиболее популярные из доступных в настоящее время микропроцессоров. Таблицу нельзя рассматривать, как исчерпывающий список всего имеющегося в продаже.

11.14. Эмуляторы, системы проектирования, логические анализаторы и макетные платы

Если вы разрабатываете прибор с микропроцессорным управлением, то каким образом выполнить написание, ассемблирование, отладку и загрузку в ПЗУ программы для него? Это серьезная проблема, особенно для начинающих работать с микропроцессорами. Для решения ее можно предложить целый ряд методик, от простого автономного способа под названием «прожги и ломай» (burn and crash) до изощренных систем проектирования и эмуляторов языков высокого уровня. В настоящем разделе мы попытаемся описать, чем можно сегодня воспользоваться и насколько это полезно при разработке приборов с микропроцессорным управлением.

«Прожги и ломай». Это красочное название описывает простейший способ разработки программы для микропроцессорной аппаратуры. Заключается он в следующем. Сначала с помощью ассемблера или компилятора на компьютере общего назначения (возможно вашей настольной машине) вы получаете коды выполнимой программы, которые можно записать в РПЗУ. Если процессор-мишень, т. е. микропроцессор разрабатываемого прибора отличается от процессора использованного компьютера, вам понадобится «кросс-ассемблер»; в противном случае можно воспользоваться «родным» ассемблером компьютера. Теперь можете запрограммировать РПЗУ (это «прожги») и испытать программу в вашем приборе (это «ломай»). Дальнейшая отладка заключается в обнаружении неправильностей, вызванных ошибками в программе (или в аппаратуре), исправлении программы или включении в нее диагностических тестов, и повторных испытаниях. Поиск ошибок — широкое поле для остроумных приемов. Например, вставив в отлаживаемую программу соответствующие строки, вы можете использовать ЭЛД-индикаторы или другие порты в диагностических целях, выводя информацию о том, что происходит в программе. Не забывайте и о традиционных инструментах мира электроники — логическом пробнике, осциллографе, а также (в минуту отчаяния) о логическом анализаторе (см. ниже).

Заменители ПЗУ. Методика «прожги и ломай», описанная выше, является медленной процедурой. Хотя иногда она адекватна стоящей перед вами задаче, вам, скорее всего, быстро надоест повторение одних и тех же операций стирания РПЗУ под ультрафиолетовой лампой и программирования его в программаторе. Можно предложить способы ускорения этой процедуры: (а) Вместо РПЗУ используйте ЭРПЗУ. Программируются они не быстрее, но зато не надо тратить столько времени на стирание, (б) Используйте на время разработки не РПЗУ, а КМОП ОЗУ с резервным батарейным питанием (энергонезависимое). Эти микросхемы столь же быстры, как и обычные ОЗУ (т. е. «программируются» мгновенно) и имеют выводы, совместимые с РПЗУ, так что их можно вставлять в панельку разрабатываемого вами прибора, предназначенного для установки ПЗУ с программой. ОЗУ с резервным батарейным питанием поставляют многие фирмы (Dallas, Thomson-Mostek и др.); можно их сделать и самим, (в) Используйте «эмулятор ПЗУ». Это небольшая коробочка с кабелем и 28-контактным разъемом DIP на конце. Разъем вставляется в панельку для РПЗУ в вашем приборе, и коробочка эмулирует ПЗУ. Фактически, однако, она содержит двухпортовое ОЗУ, которое вы загружаете из вашего компьютера через последовательный порт. Использование эмулятора ПЗУ обеспечивает максимальную скорость отладки; так как для изменения программы вам не надо каждый раз вынимать и вставлять микросхемы памяти — вы просто загружаете новую программу в эмулятор, который остается включенным в налаживаемый прибор. Эмуляторы ПЗУ выпускаются под названиями "Memulator" или "Romulator" (последний поставляется фирмой Onset Computer Corp., Норт-Фалмут, Миннесота).

ПЗУ-монитор. Если в вашем приборе имеется последовательный порт, можно упростить процедуру разработки программного обеспечения, запрограммировав небольшое РПЗУ — «монитор», задачей которого является не управление прибором, а лишь обеспечение связи между памятью и портом. Простейший монитор позволяет загрузить в ОЗУ программу и запустить ее выполнение. Это заметно ускоряет разработку программного обеспечения, потому что пробные программы можно загружать в ОЗУ прибора непосредственно из компьютера. Не составляет особого труда расширить функции монитора, например, чтобы он мог считывать содержимое указанных ячеек ОЗУ. С таким добавлением пробные программы получают возможность сообщать о том, что происходит, например, путем засылки чисел в определенные ячейки ОЗУ перед возвратом управления монитору (через который компьютер может проанализировать содержимое этих ячеек). Такой монитор позволяет включить в пробную программу «программные точки останова», в которых содержимое требуемых регистров или ячеек памяти копируется в неиспользуемую область ОЗУ, откуда затем считывается через монитор в компьютер. ПЗУ-монитор заметно сокращает длительность разработки, так как помогает вам быстро находить причину неправильной работы программы.

Аппаратный эмулятор. Способ «прожги и ломай», как и его усовершенствования, описанные выше, часто позволяют решить поставленную задачу. Однако этот способ не идеален. Во-первых, он требует использования дополнительных ресурсов, таких, как последовательный порт. Во-вторых, и это более важно, он не обеспечивает обнаружения ошибочных операций на аппаратном уровне. Чтобы понять это последнее утверждение, представьте себе, что в вашем приборе возникает отказ, потому что он неправильно пытается записывать в РПЗУ. Это вы уже поняли, однако дальше дело застопорилось, так как трудно с помощью программной точки останова локализовать ошибку, обнаруживаемую только аппаратно. В нашем примере ошибка могла заключаться в затирании содержимого регистра. Это весьма неприятная ошибка: сбой происходит спустя значительное время после инициировавшего затирание события, и понять, в чем дело, изучая текст программы, нельзя. В таких случаях вам требуется поставить «аппаратную точку останова».

Решение лежит в использовании аппаратного эмулятора. Это коробка (или вставляемая плата) с аппаратными средствами, эмулирующая на этот раз микропроцессор вашего прибора. Она подсоединяется к налаживаемому прибору посредством кабеля, имеющего на конце разъем, имитирующий ЦП. Аппаратный эмулятор может выполнять как программу, находящуюся в памяти налаживаемого прибора (РПЗУ или ОЗУ), так и программу, загружаемую вами в эмулятор. В любом случае эмулятор осведомлен обо всем, что происходит в ЦП; он может следить за содержимым регистров, а также устанавливать аппаратные точки останова. Например, для решения нашей гипотетической проблемы можно потребовать от эмулятора, чтобы он фиксировал циклы записи в адресное пространство, занимаемое РПЗУ, и выдавал дамп регистров и листинг последних 100 команд, выполнявшихся перед неправильной записью в РПЗУ.

Аппаратная эмуляция является наилучшим средством разработки программ, обеспечивая максимальную гибкость и скорость работы. К ее недостаткам следует отнести высокую стоимость (несколько тысяч долл., иногда гораздо больше) и необходимость приобретать новый эмулятор для каждого типа используемого вами микропроцессора. Эмулятор ПЗУ, для сравнения, не является «процессорно-зависимым», но и уступает аппаратному эмулятору по своим возможностям. Это, так сказать, аппаратный эмулятор бедняка.

Системы разработки. «Система разработки» — это обобщенный термин для комбинации кросс-ассемблера, программатора РПЗУ и аппаратного эмулятора. Традиционно такие средства выпускались в виде внушительных автономных систем, однако в настоящее время большую популярность завоевывают вставные платы, использующие компьютер в качестве вычислительной базы, и, возможно, управляющие внешним блоком, содержащим дополнительные схемы. Как бы они не выглядели, вам необходимо приобрести такого рода систему, если вы специализируетесь на разработке микропроцессорных устройств, ориентированных на конкретный микропроцессор. Обычно системы разработки предлагаются фирмами, выпускающими микропроцессорные семейства. Некоторые фирмы, кроме того, изготавливают «универсальные эмуляторы», в которые можно вставлять платы с микропроцессорами разных типов. Системы разработки выпускаются, в частности, фирмами Hewlett-Packard, Tektronix, Microcosm, Applied Microsystems.

Логические анализаторы. Логические анализаторы можно назвать «супер-осциллографами» для разработки цифровой аппаратуры. Логический анализатор выступал в качестве главного действующего лица в книге Трейси Киддера «Душа новой машины». Эти замечательные устройства выглядят, как странные осциллографы, но в действительности включают в себя десятки каналов, большие объемы памяти, сложную логику «распознавания слов», а также средства деассемблирования выполняемых команд и представления их на экране. Логический анализатор может работать в двух режимах: анализа состояний и временного анализа. Вот как вы их должны использовать.

Анализ состояний. В этом режиме на вход статического анализатора подается синхронизирующий тактовый сигнал от вашей схемы (обычно тактовый сигнал ЦП), а сонм выводов (торчащих из анализатора) подключается к линиям данных и адреса, а также к другим интересующим вас сигналам. Хороший логический анализатор обслуживает 60–80 каналов при тактовой частоте до 25 МГц или больше. Затем вы устанавливаете сигнал запуска так, чтобы зафиксировать интересующее вас программное событие. Обычно в анализаторе имеется несколько регистров распознавания слов, в которые вы можете вводить любую последовательность 0,1 и X (произвольное состояние); это, разумеется, биты адреса и данных. В хорошем логическом анализаторе предусматривается возможность комбинирования выходов регистров распознавания слов в виде булевых выражений и функций состояния; например, можно образовать сигнал запуска от десятого прохода некоторой подпрограммы.

Логический анализатор ожидает сигнала запуска, затем запоминает последовательность состояний всех входных линий. Их можно наблюдать в виде цифрового сигнала или как последовательность нулей и единиц (либо шестнадцатеричных или восьмеричных чисел), рядом с которыми приводятся результаты деассемблирования. Вы можете просматривать массив запомненных состояний (обычно 4К или больше) и, что особенно важно, двигаться по нему от сигнала запуска «назад во времени». Это дает возможность проанализировать несколько тысяч состояний, предшествующих сигналу запуска, что, как правило, позволяет найти источник неприятностей.

Временной анализ. В режиме временного анализа логический анализатор работает от асинхронного тактового сигнала высокой частоты, обычно 100 МГц, который фиксирует логические состояния меньшего числа входных линий (чаще всего 16). Логика запуска поневоле проще и допускает обычно лишь одно слово распознавания. Анализатор ожидает установленного условия запуска, после чего заполняет свою память быстрыми выборками. В режиме временного анализа вы можете наблюдать кратковременные выбросы и другие искажения формы сигнала, которые незаметны в режиме анализа состояний. Можно перейти в режим «обнаружения выбросов», когда анализатор ищет два перепада, возникающих в течение 10 нc — периода дискретизации.

Перекрестный запуск. Объединение анализа состояний и временного анализа дает мощную методику, называемую перекрестным запуском. В этом комбинированном режиме анализ состояний может инициировать временной анализ и наоборот. Так, вы можете настроить логику запуска, чтобы она фиксировала заданное состояние в конкретном программном цикле и запускала временной анализ, который после обнаружения заданного слова (условия) запуска записывает в память пакет данных. Таким образом удается обнаруживать короткие выбросы логического происхождения, возникающие редко.

Логические анализаторы с перекрестным запуском образуют расщепленный информационный кадр, что дает возможность, просматривая состояния, наблюдать также и форму сигналов. В области логических анализаторов наиболее известны имена Gould, Hewlett-Packard, Philips и Tektronix.

Макетные платы. В 70-х гг., когда широкую популярность стали завоевывать 8-разрядные микропроцессоры, такие, как 6800 и Z80, для каждого нового микропроцессора выпускалась макетная плата. Это был набор аппаратуры, куда входили небольшая клавиатура, шестнадцатеричный дисплей, ПЗУ, РПЗУ-монитор, несколько параллельных и последовательных портов, а также собственно плата для монтажа на ней схем, добавляемых пользователем. Вы могли, выполнив ручное ассемблирование небольшой программы, ввести ее посредством клавиатуры и наслаждаться результатом. Для инженерного мира, начинающего осваивать микропроцессоры, макетные платы предоставляли простой способ приобретения знаний и навыков.

Теперь инженерный мир стал более искушенным, и макетные платы почти вымерли. Однако и сейчас можно встретить в продаже макетные платы для специализированных процессоров, например БИС обработки сигналов или сложных видеопроцессоров. Такие платы содержат сам процессор, окруженный «склеивающей» логикой и аналоговыми компонентами для обработки сигналов, а часто и обычный микропроцессор, используемый для управления. Современные макетные платы обычно выполняются в виде вставных плат для персональных компьютеров и комплектуются необходимым программным обеспечением. Если принять во внимание сложность современных процессоров специального назначения, макетные платы экономят массу времени и вполне оправдывают свое существование.

Прежде чем приступить к испытанию готового изделия после завершения разработки схемы, необходимо решить еще несколько вопросов: будет ли прибор иметь настольное оформление, размещаться в стойке с выдвижными каркасами или же устанавливаться в какой-либо другой тип шкафа? Будет ли схема монтироваться на плате пайкой проводов от точки к точке или соединениями накруткой или же это будет печатная плата? Как будет осуществляться подсоединение к этой плате: через колодку для распайки, плоскими ленточными жгутами или с помощью печатного разъема? Будут ли отдельные смонтированные платы помещаться в блок-каркас для плат, устанавливаться на сборочной «материнской» плате или еще куда-нибудь? Будут ли они встраиваться в печатную схему на «материнской» плате или будут вручную подсоединяться к задней панели? Какие приспособления будут на самой схемной плате, а какие на передней (или задней) панели?

Решение подобных вопросов важно при оформлении внешнего вида изделия, а также для его надежности и удобства в работе, но мало влияет на стоимость и простоту разработки и испытаний. В этой главе мы приведем некоторые сведения и дадим советы для решения этих вопросов, которые возникают на той стадии работы, когда схема уже проверена экспериментально. Начнем с конструкции схемы как таковой, ее внутренних и внешних соединений и выбора корпуса. Так как в этой главе не рассматриваются вопросы, связанные с разработкой самой схемы, главу можно лишь просмотреть.

Чтобы сконструировать один из видов схемы, рассчитанной на определенный срок службы, лучше всего, вероятно, использовать одну из многих карт-прототипов ПС, в которых уже имеются отверстия с контактами под ИМС и другие элементы.

Межсоединения этих элементов организуются таким образом: каждая контактная площадка для вывода ИМС и других элементов соединена на плате с двумя или тремя ближайшими свободными контактными площадками. Припаивая провода последовательно от одной контактной площадки к другой, вы производите необходимый монтаж схемы. На такой плате, кроме того, обычно имеется несколько дополнительных шин, которые подключаются к источникам питания и земле.

Такие платы выпускаются фирмами Douglas Electronics, Atronics, Vector, Triad, Radio Shack и др. Они имеют печатный разъем с контактами-ламелями по краю — в виде медных полосок с позолоченными краями с фиксатором для установки ПС в гнездо разъема.

Конфигурации разъемов в некоторой степени стандартизированы. Чаще других распространены платы с 22 контактами на каждой стороне с шагом 3,9 мм (бывают также и 3,2 и 2,5 мм). Разъем, соответствующий такой плате, называется двусторонним 44-контактным печатным разъемом. Платы-макеты могут быть различных размеров и вмещают от 12 до 36 и более ИМС. Несколько большей совместимостью с конструкциями компьютеров обладают платы, рассчитанные на 100 или более ИМС. Такие платы могут непосредственно использоваться в головном образце небольшой вычислительной машины. Некоторые из этих плат — с односторонней печатью, другие — с двусторонней, со сквозными отверстиями. Этот вопрос еще будет обсуждаться ниже в связи с обычно используемыми ПС. На рис. 12.1 приведена фотография небольшой платы-макета печатной схемы (Douglas Electronics 11-DE-3), вставляемой в 44-контактное двустороннее гнездо и встраиваемой в рамку с направляющими (Elco 6022), поддерживающими платы ПС.

Рис. 12.1. Плата «самолет» для макетирования пайкой, широко используемая при монтаже небольших схем, особенно содержащих как дискретные элементы, так и ИМС. Такая плата приспособлена для монтажа 12 ИМС в двухрядных (DIP) корпусах. Она имеет шины разводки заземления и питания. Металлизированный печатный разъем стандартизован, поэтому плата может вставляться в общий каркас или разъем с обоймой, как показано на рисунке. В данной схеме помимо транзистора и ИМС содержатся различные компоненты: одно- и многооборотные подстроечные индуктивности, потенциометры, кварцевый резонатор, размещенные в корпусе DIP ключи, миниатюрные реле и световой индикатор логических состояний.

Для разработки прототипов ПС широко используется и другая форма экспериментальных плат — так называемые платы с перфорацией. Это тонкий лист из слоистого изоляционного материала с отверстиями, сделанными через равные промежутки (чаще всего ~ 5 мм) под маленькие металлические штырьки. При разводке схемы вы вставляете дюжину маленьких штырьков, куда найдете нужным, укрепляете на них компоненты и по завершении монтажа припаиваете провода от штырька к штырьку. Платы с перфорацией очень хороши для работы, но они становятся неудобными в случаях плотного расположения ИМС, когда расстояние между штырьками получается меньше 2,5 мм. Пример платы с перфорацией приведен на рис. 12.2.

Рис. 12.2. Плата типа перфокарты. Удобная для построения макетов на дискретных компонентах, но для ИМС она не очень хороша. Штырьки плотно вставлены в отверстия (или развальцованы специальным инструментом), а разводка делается снизу.

12.03. Платы под монтаж накруткой

Разновидностью плат ПС являются платы под монтаж накруткой (Gardner-Denver). Они представляют собой схемные карты с цепочками гнезд (или контактных площадок) под ИМС со штырьками, соединенными с каждым из контактных гнезд и имеющими длину от 7,5 до 15 мм (рис. 12.3).

Рис. 12.3. Большая панель с монтажем «накруткой» и ее нижняя сторона (вид в зеркале). Проволочный монтаж микрокомпьютерной схемы выполнен машинным способом (см. разд. 12.08. «САПР/АСУП»). На этой универсальной панели размещены чипы разных размеров, переходники-держатели элементов, а также участки для подсоединения внешних плат с помощью ленточных кабелей с двухрядными 14 штырьковыми разъемами.

Штырьки в поперечном сечении представляют собой обычно квадраты со стороной 0,625 мм и сделаны из твердого металла с острыми кромками, покрытого золотом или оловом. Провод не припаивается к этим штырькам, а плотно накручивается на них с помощью электрического пистолета для накрутки (существует недорогой вариант его, известный как «ручной инструмент для накрутки проволоки»). Накрутка — очень быстрый способ. Вы просто вставляете зачищенный конец провода в инструмент, устанавливаете инструмент на штырек — свистящий звук и работа готова. Для этих целей используется стандартная посеребренная медная проволока калибра 26 или 30[3] с кайнаровой изоляцией. Существует специальный инструмент и для зачистки без зазубрин тонких проводов от изоляции. В процессе накрутки проволока плотно натягивается на острые углы, образуя несколько дюжин швов холодной сварки, непроницаемых для газов. В результате соединение накруткой получается таким же надежным, как и соединение пайкой, причем делается оно очень легко и быстро. Для логических схем, содержащих немного дискретных компонентов, монтаж накруткой, вероятно, лучший способ монтажа при изготовлении одной или двух схем средней сложности. Так как панели с контактами накруткой выпускаются в первую очередь для корпусов с ИМС, такой монтаж меньше подходит для схем с множеством резисторов, конденсаторов и других дискретных элементов. Для таких схем монтаж пайкой предпочтительнее.

Для установки на платы с накруткой дискретных компонентов используются специальные переходники, которые вставляются в гнезда ИМС, и затем производится накрутка проводов с использованием соединительных штырьков. Некоторые панели с накруткой имеют сверхлегкоплавкие контактные площадки (а не гнезда для ИМС), очень удобные для установки дискретных компонентов. Особенно приятный вид имеют платы с накруткой, в которых штырьки располагаются на той же стороне, что и компоненты (обычно штырьки выводятся на другую сторону). Хотя на этом типе плат плотность монтажа (т. е. число ИМС на единицу площади) меньше, они удобны для работы с дискретными компонентами, так как компоненты можно видеть в процессе накрутки. Кроме того, имеется возможность уменьшить промежутки между соседними платами, поскольку и компоненты, и штырьки располагаются на одной и той же стороне. Этот тип плат без гнезд практически полностью подходит для конструирования и линейных, и цифровых схем. Пример такой платы приведен на рис. 12.4.

Рис. 12.4. Платы с соединениями накруткой обеспечивают точный и быстрый монтаж, особенно они хороши для схем с цифровыми ИМС. Эта плата сделана по образцу печатной схемы, штырьки для соединения накруткой вынесены на компонентную сторону в отличие от обычного расположения штырьков на нижней стороне. Такая специфическая компоновка платы диктуется внутренними габаритами океанографического датчика давления, для которого она предназначена.

На рис. 12.5 для сравнения показаны монтаж макета схемы на плате с накруткой и окончательный вариант печатной схемы, используемой в производстве.

Рис. 12.5. Плата-прототип с контактами накруткой и печатная схема — ее преемник. В печатной плате отсутствуют перекрестные помехи, и она гораздо проще для изготовления большими партиями. Кроме того, в ней исключены ошибки при монтаже проводов.

Печатные схемы удобнее в массовом производстве: у них превосходные электрические параметры и они имеют не такой запутанный вид, как панели с монтажом накруткой. О платах ПС мы будем говорить в следующем разделе.

В этой главе обсуждаются важные особенности техники высоких и радиочастот, в том числе эквивалентные схемы для высоких частот и быстродействующие ключи. Высокочастотные приборы находят широкое применение в области связи и радиовещания, а также в лабораторных установках для проведения радиочастотных измерений (резонансные явления, плазма, ускорители частиц и т. п.). Быстродействующие ключи являются неотъемлемыми элементами вычислительных машин и других цифровых устройств. Высокочастотные и быстродействующие приборы — это линейные и цифровые устройства, работающие в той области частот, где работа схем начинает определяться эффектами межэлектродных емкостей, индуктивностями проводов, накоплением зарядов и длинами волн. Благодаря таким причудливым конструкциям, как полосковые выводы, волноводы или приборы вроде диодов Ганна, клистронов и ламп бегущей волны, схемотехника в этой области частот существенно отличается от техники низких частот. Чтобы представить уровень наших возможностей, скажем, что промышленностью выпускаются цифровые ИМС (счетчики и т. п.), которые работают с импульсами частотой 3 ГГц и выше, а также элементы линейных схем (усилители и т. п.), которые работают на частотах выше 100 ГГц.

Мы начнем с обсуждения высокочастотных транзисторных усилителей как на биполярных, так и на полевых транзисторах и приведем несколько примеров. Затем перейдем к радиочастотным приборам, дадим общее представление о линиях связи и методах модуляции и детектирования. В конце мы более подробно рассмотрим быстродействующие ключи. В силу того, что эти вопросы носят узкоспециальный характер, эту главу при первом прочтении можно пропустить.

13.01. Транзисторный усилитель на высоких частотах в первом приближении

В усилителях, которые мы обсуждали выше (такие, как усилители с общим эмиттером и с резисторной коллекторной нагрузкой), коэффициент усиления снижается с ростом частоты сигнала, как правило, из-за действия паразитных емкостей нагрузки и соединительных проводов. На рис. 13.1 это показано пока в упрощенном виде.

Рис. 13.1.

Эффективная емкость между коллектором и землей С_н в сочетании с коллекторной нагрузкой R_н образует фильтр низких частот с постоянной времени R_нС_н. Эта эквивалентная схема приведена с учетом того, что для сигнала U₊ то же самое, что и земля. В С_н входят емкости между коллектором и эмиттером, между коллектором и базой, а также емкость нагрузки: На частотах, приближающихся к f = 1/R_нС_н, усиление начинает быстро падать.

Уменьшение влияния емкости нагрузки. Простейшие методы уменьшения емкостной нагрузки заключаются в учете и уменьшении произведения R_нС_н, например:

1. Выбираются биполярные или полевые транзисторы с малой емкостью между электродами (как самих p-n-переходов, так и между внешними выводами); такие транзисторы обычно обозначаются как радиочастотные или ключевые транзисторы.

2. Нагрузка отделяется эмиттерным повторителем, что способствует уменьшению емкостной нагрузки на коллектор.

3. Уменьшается R_н. Если при этом I_к поддерживать постоянным, то коэффициент усиления падает из-за уменьшения g_mR_н. Вспомним, что для транзисторов g_m =1/r_э или I_к (мА)/25 для усилителей с заземленным эмиттером. Чтобы сохранить коэффициент усиления постоянным при уменьшении R_н, необходимо увеличить ток коллектора, сохраняя U₊ постоянным. Таким образом, f_макс ~= 1/R_нС_н и прямо пропорционально I_к/С_н, что вполне справедливо для больших токов, часто используемых в высокочастотных схемах.

13.02. Высокочастотные усилители: модели для переменного тока

Емкость нагрузки не только уменьшает коэффициент усиления усилителя на высоких частотах. Как мы упоминали выше (см. обсуждение эффекта Миллера в гл. 2), емкость обратной связи (С_кб), будучи включенной между выходом и входом, может доминировать в спаде усиления на высоких частотах, особенно если полное сопротивление источника входного сигнала высоко. Чтобы определить, на каких частотах усиление начнет падать и как этого избежать, можно использовать относительно простую модель транзистора или ПТ. Как это делается, покажем на примере высокочастотного усилителя.

Эквивалентная схема для переменного тока. Приведенные на рис. 13.2 эквивалентные схемы каскадов с общим эмиттером (или истоком) представляют собой простейший вариант; их не без оснований используют при оценке характеристик быстродействующих устройств. Обе модели очевидны. В схеме биполярного транзистора С_вх.э (обозначается также С_{вх. б} или С_бэ; заметим, что название относится либо к емкости входа, либо к емкости выхода) есть входная емкость, r_б — импеданс цепи базы, С_кб - емкость обратной связи (Миллера) и С_кэ - емкость между коллектором и эмиттером. Модели с источником тока определяют усиление транзистора на частотах сигнала. Схема полевого транзистора аналогична, но емкости имеют другие обозначения и она значительно проще из-за бесконечного входного сопротивления.

Рис. 13.2. Эквивалентные схемы для ВЧ биполярного (а) и полевого (б) транзисторов.

Влияние коллекторного тока и напряжения на емкости транзистора. Емкости обратной связи и выходной цепи (С_кб , С_сз, С_кэ и т. д.) включают в себя небольшие емкости транзисторных выводов и относительно большие емкости полупроводниковых переходов. Последние ведут себя подобно обратносмещенным диодам, у которых емкость постепенно снижается с увеличением обратного смещения, как показано на рис. 13.3 (этот эффект используется в конденсаторах, управляемых напряжением, известных под названием «варикапы», или «варакторы»).

Рис. 13.3. Зависимость емкости коллектор — база от напряжения для нескольких распространенных биполярных транзисторов.

Емкость изменяется с напряжением приблизительно как С = k(U — U₀)ⁿ, где n лежит в диапазоне от —1/2 до —1/3 для транзисторов, a U₀ — постоянное напряжение, равное ~ 0,6 В.

Входная емкость С_вх.э имеет другой характер, поскольку вы имеете дело с прямосмещенным переходом. В этом случае эффективная емкость резко растет с увеличением тока базы, так как U близко U₀ и имеет мало общего с указанным в паспорте транзистора значением С_вх.э. Однако оказывается, что эффективная емкость С_вх.э увеличивается с ростом I_э (и, следовательно, с уменьшением r_э), так что произведение RC(r_бС_вх.э) остается почти постоянным. В результате усиление транзистора на определенных частотах зависит в первую очередь от соотношения между током, «теряемым» на С_вх.э, и током, который «действительно» идет в базу и несильно зависит от тока коллектора. Поэтому вместо того, чтобы задавать значение С_вх.э, изготовители транзисторов обычно указывают f_T — частоту, при которой усиление тока (h_21э) падает до 1. Легко показать, что f_T определяется выражением

f_T = 1/2πС_вх.эr_э, или С_вх.э = 1/2π/f_Tr_э

для значений С_вх.э и r_э, данных при некотором токе коллектора. Транзисторы, предназначенные для работы в диапазоне высоких частот, имеют f_T от 500 МГц до 10 ГГц, в то время как у транзисторов общего назначения f_T бывает от 50 до 250 МГц. На рис. 13.4 приведены кривые изменения f_T в зависимости от тока коллектора для типичных транзисторов.

Рис. 13.4. Зависимость произведения усиления на ширину полосы (граничную частоту) f_T от коллекторного тока для нескольких распространенных биполярных транзисторов.

13.03. Пример высокочастотных расчетов

Применим нашу простую модель для конструирования высокочастотного широкополосного усилительного каскада. При этом будем учитывать влияние предварительного каскада, считая, что его выходное сопротивление известно. Покажем, что рассматриваемый усилитель сильно нагружает этот каскад и имеет плохие характеристики. Далее будут рассмотрены те параметры, которые определяют характеристики схемы, и показаны методы улучшения параметров путем изменений конфигурации схемы и ее рабочих точек. На рис. 13.5 показан фрагмент схемы.

Рис. 13.5.

Предполагается, что он является частью целой усилительной схемы с обратной связью по постоянному току, обеспечивающей стабилизацию точки покоя на уровне 1/2U_КК; показанное на рисунке смещение не обеспечивает само по себе стабилизации. Поскольку нас интересуют высокочастотные характеристики, мы не будем в дальнейшем беспокоиться о том, как осуществляется смещение на самом деле. Заметим, что дифференциальный каскад имеет небольшую допустимую величину синфазного входного сигнала — приблизительно от +0,25 В до отрицательного напряжения, ограниченного рабочим диапазоном источника эмиттерного тока.

Анализ факторов, вызывающих снижение усиления на высоких частотах. Для дифференциального каскада коэффициент усиления и выходное сопротивление поддаются расчету, что дает возможность подробно проанализировать снижение усиления в выходном каскаде. Анализ коэффициента усиления усилительного каскада на Т₃ будет состоять в следующем:

1. Находим усиление на низких частотах при нулевом сопротивлении источника. Затем определяем частоту, при которой усиление падает на 3 дБ (т. е. сопрягающую частоту), причем это снижение связано с влиянием входной емкости, емкости обратной связи и сопротивления нагрузки:

f_{-3 дБ} = 1/2πR_н(С_н + С_кб).

2. Определяем входной импеданс как сочетание полного входного сопротивления базы (r_б и С_вх.э) и эффективной емкости обратной связи (К_UС_кб).

3. Рассчитываем сопрягающую частоту, при которой падение усиления на 3 дБ связано с нагружением источника входным импедансом; сравнивая ее с «выходной частотой 3 дБ», вычисленной в п. 1, находим «узкое место» с точки зрения высоких частот.

4. Если необходимо, попробуем улучшить характеристики путем снижения требований к тем параметрам, которые вызывают спад усиления на высоких частотах.

Заметим, что емкость обратной связи С_кб влияет на частотные характеристики как выходного, так и входного каскадов, причем в последнем случае она умножается на коэффициент усиления по напряжению (эффект Миллера).

Рассмотрим в соответствии со сказанным эквивалентную схему включения транзистора 2N4124 с параметрами С_кб = 2,4 пФ при 2,5 В, h_21э ~= 250 и f_T = 300 МГц (рис. 13.6).

Рис. 13.6.

1. Предположим, что Т₃ работает от источника напряжения, его коэффициент усиления по напряжению на низкой частоте равен 100, поскольку r_э = 10 Ом при токе коллектора 2,5 мА. Частота —3 дБ, вычисленная по выходной емкости, приблизительно равна 40 МГц (2,4 пФ параллельно 2 пФ шунтируют 1,0 кОм). Заметим, что в этом простом расчете мы не учитываем емкость нагрузки и паразитную емкость проводов.

2. Входное сопротивление, параллельное емкости Миллера (240 пФ) и С_вх.э, приблизительно равно 2,5 кОм (h_21эr_э); емкость С_вх.э находится по формуле, приведенной выше, и равна ~ 53 пФ.

3. Верхняя сопрягающая частота, связанная с входной емкостью, при грубом расчете получается равной 280 кГц (R = 8,2 кОм параллельно 2,5 кОм; С = 240 пФ + 53 пФ) и определяется емкостью эффекта Миллера К_UС_кб в комбинации с относительно высоким сопротивлением цепи базы. Заметим, что усиление фактически на низкой частоте меньше 100, если считать, что входной сигнал равен сигналу на ненагруженном выходе дифференциального каскада, так как предварительный каскад работает на низкое входное сопротивление; с учетом этого эффекта усиление на низких частотах фактически получается равным 100·2,5/(2,5 + 8,2), т. е. приблизительно 23.

Чрезмерная нагрузка предварительного каскада и низкая сопрягающая частота указывают на то, что схема построена плохо, но рассмотрение ее дает возможность увидеть практические трудности конструирования высокочастотных усилителей. Чтобы улучшить характеристики, надо либо значительно уменьшить полное сопротивление в цепи коллектора, либо использовать иную конфигурацию усилителя. В следующем разделе мы обсудим несколько наиболее популярных схем высокочастотных усилителей, в которых эффекты, связанные с емкостью входа (f_T) и емкостью обратной связи (К_UС_кб, эффект Миллера), уменьшены или полностью отсутствуют.

13.04. Примеры высокочастотных усилителей

Как видно из сказанного выше, в высокочастотных усилителях, работающих от источника с умеренно высоким импедансом, доминировать может эффект Миллера. В этих случаях частота f_T = 300 МГц и вычисленная для выходного каскада постоянная времени, соответствующая сопрягающей частоте 40 МГц, не влияют на характеристики схемы, которые определяются постоянной времени входной цепи, соответствующей сопрягающей частоте 280 кГц.

Три способа подавления эффекта Миллера. Помимо грубого подхода, заключающегося в том, чтобы просто сильно уменьшить сопротивление в цепи коллектора, имеется несколько интересных конфигураций, в которых обеспечено уменьшение выходного сопротивления каскада — источника сигнала или емкости обратной связи или обоих вместе. На рис. 13.7 приведены эти конфигурации, изображенные в самой простой форме, без цепей смещения и питания (т. е. показаны только цепи, определяющие сигнально-частотные характеристики).

Рис. 13.7. Упрощенные схемы высокочастотных усилителей, а — повторитель плюс усилитель с общим эмиттером; б — усилитель с общим эмиттером плюс усилитель с общей базой (каскодная схема); в — повторитель плюс усилитель с общей базой (дифференциальный усилитель).

В схеме а эмиттерный повторитель снижает выходное сопротивление источника, подключенного ко входу усилителя с общим эмиттером. Это значительно ослабляет отрицательное действие f_T и К_UС_кб. В схеме б, известной как каскодное включение, каскад с общим эмиттером управляет каскадом с общей базой, тем самым сводя на нет эффект Миллера К_UС_кб (эмиттер Т₄ имеет потенциал, фиксированный напряжением базы; он просто передает ток коллектора Т₃ на R_н). В схеме в повторитель управляет каскадом с общей базой, причем эффект Миллера полностью отсутствует, и в то же время уменьшается выходное сопротивление управляющей цепи; это, по существу, обычная схема дифференциального усилителя с несбалансированными коллекторными резисторами и одним заземленным входом.

Другие приемы. Кроме этих схемных конфигураций имеются два других подхода к проблеме входной емкости и емкости обратной связи, а именно: а) использование одного простого усилителя с заземленной базой, если полное выходное сопротивление источника сигнала достаточно низко, и б) использование «настраиваемых» цепей на входе и выходе усилителя с общим эмиттером (или другой схемы) для «расстройки» эффектов межэлектродных емкостей. Заметим, что такие настраиваемые усилители не бывают широкополосными, а усиливают сигналы только в узкой области частот (что может быть весьма выгодно для некоторых применений). Кроме того, в таком усилителе может быть необходима нейтрализация. Узкополосные настраиваемые усилители будут обсуждаться в последних разделах этой главы. В качестве компромиссного «среднего» решения может использоваться корректирующая «пиковая» индуктивность в несколько микрогенри, включенная последовательно сопротивлению нагрузки коллектора для подавления емкостных эффектов и подъема усиления на частотах, несколько превышающих «естественную» частоту высокочастотного спада (рис. 13.8).

Рис. 13.8.

Чтобы можно было оценить высокочастотные характеристики схем на повторителях и каскадах с заземленной базой, следует построить простые эквивалентные схемы транзисторов по переменному току для этих конфигураций (рис. 13.9).

Рис. 13.9. Эквивалентные схемы, а — каскад с общей базой, б — эмиттерный повторитель.

Заметим, что в эквивалентной схеме эмиттерного повторителя сопротивления зависят от сопротивлений источника сигнала и нагрузки (как реактивных, так и омических). Мы применим эти модели в следующих примерах.

13.05. Пример проектирования широкополосной схемы

В качестве примера улучшенной модификации широкополосного усилителя рассмотрим схему на рис. 13.10, построенную так, чтобы снижение усиления, вызываемое эффектом Миллера, было полностью устранено. В ней используются эмиттерные повторители на входах (высокий входной импеданс) дифференциального усилителя; выходная нагрузка изолирована эмиттерным повторителем от каскадного выходного узла дифференциального усилителя. Схемное решение основано на использовании хорошего высокочастотного транзистора 2N5179 с f_T = 1000 МГц (по паспорту h_21э = 10 при 100 МГц) и С_кб = 0,5 пФ при 2 В.

Рис. 13.10. Широкополосный дифференциальный усилитель.

Приближенная эквивалентная схема усилителя с обозначением p-n-переходов и паразитных емкостей приведена на рис. 13.11.

Рис. 13.11. Эквивалентная схема по переменному току для усилителя, изображенного на рис. 13.10. Низкая частота: Z_вх ~= 40 кОм, К_U = 300/10 = 30, Z_вых = 8 Ом; для 2N5179: h_21э ~= 70, Скб (2 В) = 0,5 пФ, С_кэ = 0,2 пФ, h_21э (100 МГц, 5 мА) = 10, С_пар = 0,3 пФ.

Чтобы определить точку начала высокочастотного спада, надо рассмотреть каждый каскад, анализируя различные RC, используя соответствующие эквивалентные схемы. Обычно имеется один каскад, который имеет самую низкую граничную частоту, и часто интуитивно можно правильно угадать, какой именно. В данной схеме ограничивающим фактором является конечное полное сопротивление цепи базы каскада на Т₇ (300 Ом) в сочетании с собственной емкостью Т₇ и емкостью нагрузки С_н, частично шунтирующей базу Т₇ (помните, что h_21э изменяется приблизительно как 1/f, так что при высоких частотах развязывающее действие эмиттерного повторителя всерьез ослабляется).

Упрощенный метод расчета точки спада —3 дБ, который мы применим, будет состоять в следующем. Взяв эквивалентную схему эмиттерного повторителя на Т₇, определим импеданс цепи базы при известных емкостях нагрузки, переходов и проводов (полагаем, что С_кб = 0,5 пФ, С_кэ = 0,2 пФ и С_п = 0,3 пФ).

Поскольку полное сопротивление цепи базы при известных емкостях нагрузки зависит от h_21э, следовало бы рассчитать его как функцию частоты (положив h_21э ~= 1/f на высоких частотах); но вместо этого оценим его при нескольких значениях частоты, предполагая, что точка — 3 дБ должна лежать где-то вблизи нескольких сот мегагерц. На рис. 13.12 дан итог этого процесса.

Рис. 13.12. Эквивалентные схемы для расчета верхней сопрягающей частоты схемы рис. 13.10.

Полное сопротивление нагрузки было рассчитано на частотах 100, 200 и 400 МГц, далее умножено на коэффициент усиления транзистора по току (учитывается, что h_21э ~= 1/f), скомбинировано с другими импедансами, которые всегда имеются в цепи базы, а затем определялось результирующее значение импеданса, чтобы получить относительные значения выхода в функции частоты. Как можно видеть, выходное напряжение снижается на —3 дБ на частоте, равной приблизительно 180 МГц.

Теперь, используя эту оценку граничной частоты, следует посмотреть, будут ли другие RС-цепи давать значительное ослабление на этой частоте. Например, для каскада на Т₄ коллекторная цепь должна вызывать снижение усиления на — 3 дБ вблизи 1000 МГц, если в качестве расчетного значения h_21э принять усиление транзистора на 180 МГц (h_21э ~= 5). Другими словами, каскадная часть схемы не ухудшает общую характеристику.

Этим простым способом можно непосредственно удостовериться, что другие цепи схемы не вносят более низких частот ослабления —3 дБ. При рассмотрении входного каскада следует задаться определенным значением сопротивления источника сигнала. При Z_н = 1000 Ом (довольно высокое сопротивление для видеосхем, подобных этой) окажется, что сочетание сопротивления источника и входной емкости (1,0 кОм, 0,8 пФ) даст точку ослабления — 3 дБ вблизи 200 МГц. Таким образом, характеристика этой схемы значительно лучше, чем у рассмотренной выше.

13.06. Уточненные модели схем по переменному току

Объемное («распределенное») сопротивление базы. Стоит отметить, что модели, которыми мы пользовались, в некотором смысле упрощены, в них не учитываются некоторые важные эффекты, как, например, конечное сопротивление базы r'_Б. Для высокочастотных транзисторов указывается параметр r'_БС_кб — постоянная времени коллектор-база. Для 2N5179 она равна 3,5 пс (ном.), эта величина определяется объемным сопротивлением базы, равным приблизительно 7 Ом. При анализе характеристик на очень высоких частотах такие эффекты необходимо включать в расчет; в этом примере они отсутствуют и не влияют на выводы, сделанные нами ранее.

Расщепление полюсов. Другим упрощением в предыдущих рассуждениях было допущение, что каждое RС-звено вызывает спад усиления независимо от других. То, что здесь должно быть некоторое взаимодействие, легко видеть по следующим соображениям: эффект Миллера сам по себе является формой высокочастотной отрицательной обратной связи. Поскольку он определяется выходным напряжением, то он должен снижать полное сопротивление выходной цепи транзисторного каскада, в особенности на высоких частотах, где его «петлевое усиление» велико (конечно, при этом он вызывает уменьшение усиления по напряжению, которое является проблемой в целом). В результате уменьшение сопротивления цепи коллектора сдвигает спад, связанный с R_нС_н, в область более высоких частот, поскольку выходное сопротивление цепи коллектора параллельно R_н. Таким образом, снижение сопрягающей частоты, связанной с эффектом Миллера (за счет возрастания K_U или С_кб), вызывает подъем сопрягающей частоты, связанной с емкостью коллектора и нагрузки. Это явление известно как «расщепление полюса».

13.07.Последовательно-параллельные пары

В широкополосных усилителях с низким коэффициентом усиления распространены схемы на последовательно-параллельных парах транзисторов (рис. 13.13).

Рис. 13.13. Последовательно-параллельные пары.

Идея заключается в создании усилителей с низким коэффициентом усиления (возможно, около 10 дБ) и с плоской характеристикой в широкой области частот. В этих схемах удачно применяется отрицательная обратная связь для расширения полосы пропускания. Однако отрицательная обратная связь сама по себе может быть источником неприятностей на высоких частотах из-за неконтролируемого сдвига фазы, если петлевое усиление в контуре будет велико. В последовательно-параллельных парах эти трудности преодолеваются за счет введения нескольких контуров обратной связи, в каждом из которых петлевое усиление невелико.

В схеме рис. 13.13 оба каскада, T₁ и Т₂, работают как усилители с низким коэффициентом усиления по напряжению, так как их эмиттерные резисторы не зашунтированы. R₆ обеспечивает обратную связь, охватывающую только T₁, так как T₂ работает как повторитель в этой цепи. Благодаря тому, что полное усиление по напряжению для каскада на T₁ определяется отношением (R₆/R₁), R₄ может подбираться в соответствии с необходимым усилением (R₄/R₅) незамкнутого контура Т₂. И наконец, обратная связь к эмиттеру Т₁ добавляется для уменьшения усиления до его расчетной величины.

Последовательно-параллельные пары удобны для блочного построения усилителей, так как они чрезвычайно стабильны и просты по конструкции. С их использованием легко строить усилители с шириной полосы до 300 МГц или более. Коэффициент усиления на одну пару составляет обычно от 10 до 20 дБ, а при необходимости получить большее усиление ставят несколько каскадов.

В разд. 13.11 будут обсуждаться вопросы построения резонансных узкополосных усилителей в противоположность широкополосным устройствам, о которых мы говорили до сих пор. Поскольку усиливаемые сигналы часто имеют узкую полосу частот, при работе в радиодиапазоне очень полезны также резонансные усилители.

13.08. Модульные усилители

Из предыдущего рассмотрения усилителей высоких частот можно видеть, что разработка качественного высокочастотного усилителя очень трудоемка, связана с очень грубыми расчетами и требует проведения многочисленных испытаний конструкции. К счастью, более дюжины поставщиков выпускают усилительные модули в законченном виде, заключенные в корпусе, причем разнообразие их конфигураций таково, что может удовлетворить практически любым требованиям. Действительно, в виде законченного модуля можно получить почти каждый ВЧ-узел, включая генераторы колебаний, смесители, модуляторы, аттенюаторы, управляемые напряжением, накопители и делители мощности, циркуляторы, гибридные волноводные соединители, направленные ответвители мощности и т. д. Некоторые из этих схемных элементов мы будем рассматривать в разд. 13.12.

В большинстве случаев ВЧ-усилители выпускаются в виде тонкопленочных гибридных интегральных схем с коэффициентом усиления, заданным в широкой полосе частот; они встроены в 4-штырьковый транзисторный корпус и выполнены поверхностным монтажом (рис. 13.14).

Рис. 13.14. а — Усилительный каскад для области 10-200 МГц. б — Гибридная схема на керамической подложке.

_{Видны чипы конденсаторов, тонкопленочные индуктивности и резисторы, транзисторы и проволочные соединения (Watkins-Johnson Соmр.).}

Два штырька являются выводами входной и выходной цепей с общепринятым полным сопротивлением 50 Ом, а остальные штырьки предназначены для заземления и соединения с источником постоянного тока. В продажу поступают различные усилители: одни из них отличаются низким уровнем шумов, другие — большой мощностью или большим динамическим диапазоном. Усилители могут предназначаться либо для работы в очень широкой области частот, либо для определенной полосы частот, используемой в связи. Например, UTO-514 фирмы Avantek имеет усиление 15 дБ в полосе частот от 30 до 200 МГц, коэффициент шума 2 дБ (максимум) и неравномерность усиления в полосе частот ±0,75 дБ. Устройство размещается в 4-штырьковом корпусе транзистора ТО-8.

Серии Avantek UTO и А-серии Watkins-Johnson модульных усилителей, состоящие каждая из почти сотни моделей, обладают высокими эксплуатационными характеристиками в полосе частот до 2 ГГц. Модули GPD-серий Avantek (или ЕА-серий Watkins-Johnson) менее дорогие, удобные и более доступны. Например, приборы GPD-201 работают в области 5-200 МГц с коэффициентом усиления 30 дБ (минимум) и коэффициентом шума 3,5 дБ (тип.) и стоят 29 долларов.

Гибридные усилители могут использоваться как сами по себе, так и в качестве каскада усиления, обычно их включают в полосковые линии (разд. 13.21). Чтобы еще больше облегчить жизнь, изготовители решили выпускать усилители в блочном исполнении в виде специальных модулей. Эти «зверюшки» обычно представляют собой небольшие металлические коробочки размером 5x5x2,5 см с высокочастотными коаксиальными разъемами типа SMA на входе и выходе. Вы можете выбрать из списка стандартный усилитель с разъемами или же заказать каскад усиления с указанными вами параметрами. Avantek пришлет вам маленькие коробочки и платы ПС, на которые можно установить до 4-х модульных усилителей (если вы пожелаете сделать это сами) (рис. 13.15).

Рис. 13.15. Плата-«микрополоска» (полосковая линия) для модульных ВЧ-элементов.

_{(Avantek, Inc.)}

Чтобы дать вам представление о том, что вы можете приобрести, мы пролистали весь каталог фирмы Avantek и пришли к следующему выводу: AMG-1020 — прекрасный малошумящий усилитель, с усилением 34 дБ и коэффициентом шума 2,7 дБ в полосе частот от 50 до 1000 МГц. Более широкую полосу имеет UTC20-211, который работает в полосе от 10 до 2000 МГц с коэффициентом шума 5 дБ и усилением 26 дБ. Выпускаемые широкополосные усилители перекрывают область частот до 18 ГГц и выше, и при их построении использовались полевые транзисторы на GaAs (а также транзисторы с высокой электронной подвижностью, ВЭПТ).

Усилители, работающие в узкой полосе частот, могут быть оптимизированы с целью снизить уровень шума; имеются высокочастотные усилители такого рода, предназначенные для систем связи. Например, приемник сигналов от спутников Avantek АМ-4285 с усилением 50 дБ (±0,5 дБ) в полосе 3,7–4,2 ГГц с феноменальным коэффициентом шума 1,5 дБ (Т_ш = 120 К) или АМ-7724, работающий в полосе 7,25-7,75 ГГц, имеющий усиление 35 дБ (±0,25 дБ) при коэффициенте шума 1,8 дБ.

Заказная сборка и настройка позволили значительно улучшить эксплуатационные характеристики этих удивительных коммерческих усилителей. Например, радиоастрономы, как правило, добиваются снижения уровня шумов до 0,7 дБ для заказных усилителей в диапазоне L (1–2 ГГц), построенных с использованием полевых транзисторов на GaAs, и до 0,15 дБ, работая при температуре жидкого азота, (соответствующие шумовые температуры -50 К и 10 К; см. разд. 7.12). Новейшие разработки, использующие полевые транзисторы с высокой подвижностью электронов, достигают при 8,5 ГГц уровня шума, соответствующего 8 К. Наиболее знаменитым производителем этих удивительных устройств является Sandy Weinreb при National Radio Astronomy Observatory (Charlottesville, VA). Есть и небольшие фирмы такие, как Berkshire Thechnologies (Oakland, СА), которые изготовят для вас заказные усилители с такими ошеломляющими характеристиками; как правило, их охлаждаемые усилители имеют уровень шума, соответствующий температуре 5 К в L-диапазоне и 15 К при 8,5 ГГц. Для измерения уровня шума (шумовой температуры) усилителей, работающих в микроволновой области, неизменно используйте метод горячей/холодной нагрузки. Чтобы вспомнить, как это делается, вернитесь назад и просмотрите разд. 7.19.

Коммерческая конкуренция в отношении усилительных модулей столь же сильна, как и для других ВЧ-модульных компонентов. Законченные усилительные модули выпускают Aertech/TRW, Avantek, Aydin Vector, Hewlett-Packard, Narda, Scientific Communications и Watkins-Johnson. Если требуется построить ВЧ-систему, вы должны хорошо проштудировать каталог и выбрать модули для компоновки системы (рис. 13.16). Потом остается лишь закрепить их все на плате и соединить между собой коаксиальным кабелем.

Рис. 13.16. Высокочастотные модули различного исполнения: с разъемами, с выводами для сквозь-платного монтажа, с контактными площадками для поверхностного монтажа.

_{(Avantek, Inc.)}

Широкополосные операционные усилители. Обычно считают, что операционные усилители — низкочастотные устройства, и они недостаточно хороши для работы в области выше 100 кГц или даже 1 МГц. Это в основном верно для того многообразия выпускаемых ОУ, у которых типичная величина f_T лежит в области от 1 до 5 МГц (см. табл. 4.1). Однако как видно из табл. 7.3, имеется класс точных ОУ, у которых произведение усиления на ширину полосы достигает значения 100 МГц или около того. Реально, если допускается смещение напряжения на входе порядка 10 мВ, то можно получить ОУ с величиной f_T, достигающей 1 ГГц.

Несколько отличаются ИМС «видеоусилителя», у которых вход и выход заземлены, а усиление постоянно. Это правильные операционные усилители (для определения конфигурации и усиления вы используете внешнюю обратную связь), и их можно использовать как усилители с замкнутым контуром для работы при частоте 100 МГц и более. Для получения хороших характеристик при построении многих таких широкополосных усилителей использовалась технология вертикальных pnp-процессов. В отличие от нормальных ОУ, часто встречаются усилители с несимметричным входным импедансом, вызываемым током обратной связи. В табл. 13.2 приведены некоторые из таких быстродействующих устройств.

В теории связи мы говорим о «каналах» связи, т. е. о способе передачи информации от А к Б. Например, каналы могут быть кабельными или в виде линий из оптического волокна. Радиочастотный канал связи охватывает спектр электромагнитных колебаний, который, грубо говоря, начинается с очень низких частот (НЧ) в несколько килогерц, проходит область коротких волн от нескольких мегагерц до нескольких десятков мегагерц (ВЧ), область очень высоких частот (СВЧ) и сверхвысоких (ультравысоких) частот (УВЧ), доходящих до нескольких сотен мегагерц, и микроволновую область, начинающуюся около 1 ГГц.

Сигнал, содержащий речь, переносится радиочастотным каналом благодаря тому, что он модулирует несущую частоту радиодиапазона. Важно понять, почему вообще это делается так, а не осуществляется прямая передача речи. Для этого имеются две основные причины. Во-первых, если бы информация передавалась в ее естественной полосе радиоволнами очень низких частот (НЧ), то любые два сигнала стали бы перекрываться и служить помехой друг другу; т. е. кодируя информацию несущими частотами, находящимися в разных частях спектра, мы получаем сигналы на многих частотах и, таким образом, устанавливаем одновременно много каналов связи. Во-вторых, одни длины волн более пригодны для генерации и распространения, другие менее. Например, в области от 5 до 30 МГц сигналы обходят Землю вокруг за счет многократных отражений от ионосферы, а в микроволновой области узкие направленные пучки можно формировать с помощью антенн умеренных размеров. Поэтому область ВЧ (коротких волн) используется для связи за линией горизонта, в то время как микроволновая область используется с ретрансляторами в пределах прямой видимости и в радиолокации.

Модуляцию несущего сигнала можно осуществить несколькими путями. Грубо говоря, все методы имеют общее свойство, а именно модулированный сигнал занимает полосу частот, по крайней мере сравнимую с полосой модулирующего сигнала, т. е. полосой посылаемой информации. Таким образом, высокая точность воспроизведения при передаче звука получается при полосе не менее 20–40 кГц безотносительно к несущей частоте. Совершенно смодулированный сигнал имеет нулевую ширину полосы и не передает информацию. Передача низкоинформатированного содержания, как, например, телеграфная связь, занимает относительно узкую часть спектра (возможно, 50-100 Гц), в то время как передача телевизионного изображения требует уже нескольких мегагерц. Следует отметить, что большая информация может переноситься каналом с данной шириной полосы, если отношение сигнал/шум (С/Ш) достаточно высоко. Такое «частотное сжатие» основывается на том, что «емкость канала» равна ширине полосы, умноженной на log₂ (С/Ш).

13.15. Амплитудная модуляция

Начнем с простейшей формы модуляции (AM), обращая внимание на ее частотный спектр и способы детектирования. Представим простой несущий сигнал, cos ω_н, изменяемый по амплитуде под действием модулирующего сигнала более низкой частоты, cos ω_м, в следующем виде:

сигнал = (1 + m·cos ω_мt)·cos ω_нt,

где p-n-индекс модуляции», меньший или равный 1. Раскрыв произведение, вы получите

сигнал = cos ω_н + 0,5·m·cos (ω_н + ω_м)t + 0,5·m·cos (ω_н - ω_м)t

т. е. энергия модулированного несущего сигнала сосредоточена на частоте ω_н и на частотах, отстоящих по обе стороны от ω_н и ω_м. На рис. 13.37 изображены такой сигнал и его спектр. Здесь глубина (или индекс) модуляции m равна 50 %, а две боковые частоты несут каждая по 1/16 доли от энергии, содержащейся в несущем сигнале.

Рис. 13.37. Амплитудная модуляция.

Если моделирующий сигнал имеет сложную форму волны [f(t)], как, например, речь, то амплитудно-модулированная волна определяется выражением сигнал = [А + f(t)]cos ω_нt,

где постоянная величина А должна быть настолько большой, чтобы A + f(t) всегда было положительным. Тогда спектр будет просто симметричной функцией относительно несущей частоты (рис. 13.38).

Рис. 13.38. Спектр AM и полоса частот модуляции (речь). а — модулирующий сигнал. б — несущая после AM.

АМ-генерация и детектирование. Генерация амплитудно-модулированных сигналов радиодиапазона легко осуществляется любым методом, при котором амплитуда сигнала управляется напряжением по линейному закону. Обычно изменяют напряжение питания ВЧ-усилителя (если модуляция осуществляется в выходном каскаде) или используют ИМС переумножителя, например 1496. Если модуляция происходит на каскаде с низшим уровнем сигнала, то все последующие каскады должны быть линейными. Заметим, что при амплитудной модуляции модулирующий сигнал должен иметь постоянное смещение, чтобы он никогда не принимал отрицательное значение. Графически это показано на рис. 13.39.

Рис. 13.39. а — 50 %-ная модуляция; б — 100 %-ная модуляция; в — перемодуляция.

Простейший приемник AM (прямого усиления) состоит из нескольких перестраиваемых резонансных ВЧ-каскадов усиления, за которыми следует диодный детектор (рис. 13.40).

Рис. 13.40.

Усилительные каскады обеспечивают избирательность по отношению к сигналам, отличающимся по частоте, и усиливают входные сигналы (уровень которых бывает порядка микровольт) до уровня, необходимого для детектора. Последний просто выпрямляет ВЧ-сигнал, а затем восстанавливает плавную «огибающую» с помощью фильтра низких частот. Фильтр низких частот должен подавлять радиочастоты, в то время как звуковые частоты проходят неослабленными. Эта простая схема, как вы увидите, оставляет желать много лучшего. Фактически она представляет собой простой набор известных элементов.

13.16. Супергетеродинный приемник

Приемники, состоящие из последовательно включенных ВЧ-усилителей, неудобны по нескольким причинам. Во-первых, отдельные каскады должны быть настроены на одну и ту же частоту, что требует либо очень большой координированности в работе с большим количеством ручек или же чрезвычайно точного согласования набора одновременно настраиваемых LC-контуров. Во-вторых, поскольку общая частотная избирательность определяется характеристиками всех усилителей в совокупности, форма полосы пропускания будет зависеть от точности настройки каждого усилителя; отдельные усилители не могут иметь столь узкополосную характеристику, как это хотелось бы, так как настройка в этом случае была бы практически невозможна. И поскольку принимаемый сигнал может быть любой частоты в пределах области настройки усилителей, нельзя использовать пьезофильтры для получения плоской полосы пропускания с резкими спадами по краям (крутые «фронты»), что обычно очень нежелательно.

Прекрасное решение этих проблем дает применение супергетеродинного приемника («супергетеродина»), показанного на рис. 13.41.

Рис. 13.41. Супергетеродинный приемник.

Поступающий сигнал усиливается одним каскадом ВЧ-усилителя, смешивается с сигналом локального генератора (ЛГ), и при этом получается сигнал фиксированной промежуточной частоты (ПЧ), в данном случае равной 455 кГц. После этого следует набор резонансных усилителей с фиксированной настройкой на ПЧ, в которые входят селективные элементы, такие, как пьезокристаллические или механические фильтры. Схема заканчивается детектором и усилителем звуковых частот. Приемник настраивают, изменяя частоту ЛГ, так как любая входная частота смешивается с ней и преобразуется в промежуточную частоту (с точностью до полосы пропускания ПЧ). Вход ВЧ-усилителя должен настраиваться в соответствии и одновременно с ЛГ, но точность настройки не очень существенна. Это делается с целью а) улучшить чувствительность путем усиления на ВЧ с малыми шумами перед смешением и б) отсечь сигналы «зеркальной» частоты. В данном случае зеркальный — это входной сигнал с частотой на 455 кГц выше частоты Л Г (вспомним, что смеситель вырабатывает сумму и разность частот). Другими словами, в супергетеродинном приемнике смеситель и локальный генератор (гетеродин) используются для сдвига входной (перестраиваемой) частоты сигнала в область фиксированной промежуточной частоты, где усиление и чувствительность максимальны.

Замечания о супергетеродинах. Супергетеродинные приемники имеют еще некоторые особенности. В приведенной схеме показан еще один генератор-гетеродин; его используют при детектировании некоторых неамплитудно-модулированных сигналов (телеграфных, подавление несущей частоты в телефонии, при частотной манипуляции и т. д.). Дополнительные гетеродины используются даже для AM-детектирования в «гомодинных», или «синхронных», детекторах.

Часто приемники имеют не один смеситель (их называют приемниками с «множественным преобразованием»). Использование первой высокой ПЧ улучшает подавление зеркального канала (он сдвинут относительно фактически принимаемого сигнала на удвоенную промежуточную частоту). Более низкая вторая ПЧ облегчает использование фильтров на кристаллических резонаторах с резким спадом характеристик вне полосы пропускания, а третья ПЧ позволяет применять заграждающие фильтры, подобные фильтрам звуковых частот, низкочастотные керамические или механические, фильтры, а также «умножающий детектор».

Недавно стало популярным использовать непосредственно преобразование частоты вверх на включенных прямо на вход балансных смесителях (т. е. использовать ПЧ выше частоты входного сигнала), а также фильтры на пьезокристаллах на частоте ~ 40 МГц ПЧ с последующим детектированием уже без смещения. Такие схемы с однократным преобразованием обладают еще лучшими параметрами при наличии сильно интерферирующих сигналов, и они входят в употребление наряду с выпускаемыми промышленностью очень хорошими кристаллическими СВЧ-фильтрами и смесителями с малыми искажениями, сбалансированными в широкой области и имеющими хорошие шумовые характеристики.

Смесители с подавлением зеркальной частоты. В супергетеродинных приемниках резонансный ВЧ-усилитель служит для подавления сигналов «зеркальной» частоты, которые отделены от нужных сигналов входной ВЧ-полосы удвоением промежуточной частоты (ПЧ). ВЧ-усилитель должен достаточно селективно подавлять зеркальную полосу (т. е. чувствительность его к сигналам этой полосы должна быть много меньше, чем к сигналам входной полосы). Он должен быть настроен, чтобы его полоса пропускания постоянной ПЧ поддерживалась на удалении от полосы ЛГ, поскольку последний служит для настройки приемника.

Есть и другие способы подавления чувствительности к зеркальным частотам, без использования резонансных ВЧ-усилителей. На рис. 13.42 показан смеситель с подавлением зеркальной частоты.

Рис. 13.42. Смеситель с подавлением зеркальной частоты.

Сначала сигнал поступает на пару смесителей, управляемых квадратурными ЛГ («квадратурные» означает, что они сдвигают фазу на 90°); затем сочетание выходных сигналов ПЧ вновь подвергают фазовому сдвигу на 90° в том же направлении. Двойной сдвиг на 90° приводит к сложению для одной стороны полосы и к вычитанию для другой, и таким образом, к аннулированию зеркальной полосы. Изменение полярности на противоположную в результате последнего сдвига фазы на 90° приводит к взаимной замене зеркальной и сигнальной полос. На практике обычно для сдвига фазы и резистивного нагружения неиспользуемого выхода в каждом случае используют «4-портовые квадратурные волноводные тройники».

Если скомплектовать смеситель с подавлением зеркальной частоты из стандартных широкополосных элементов, то можно ожидать подавления зеркальной стороны полосы примерно на 20 дБ, если работать через одну или две октавы по частоте. Иногда важно иметь возможность быстрого продвижения по частоте (так называемое «частотное сканирование») без настройки ВЧ-усилителя со слежением; в этом случае смеситель с подавлением сигналов зеркальной частоты получается как раз таким, как нужно.

Интересная тонкость: как мы отмечали в разд. 13.12, смеситель может быть выполнен как модулятор и наоборот. Это зависит от того, используете ли вы устройство для преобразования низкочастотной полосы модулирующих сигналов, несущих информацию, в высокие частоты (в этом случае его называют «модулятором») или для перевода модулированной ВЧ-полосы вниз к полосе частот модулирующих сигналов (или по пути предварительно к ПЧ-полосе), где вы демодулируете ее, чтобы выделить исходный модулирующий сигнал (в этом случае называют «смеситель»). Когда осуществляется полный оборот по этому пути, то мы говорим, что сигналы зеркальной полосы приходят с другого бока полосы. Наши два метода подавления зеркальной частоты (ВЧ-фильтр и смеситель с подавлением) становятся двумя классическими методами модуляции одной боковой полосы, называемыми методами «фильтра» и «фазировки». Это может стать более ясным, после прочтения вами следующего раздела (не беспокойтесь, если вы и не сделаете этого, но мы не можем отказаться от попытки разъяснить эту объединяющую идею).

ВЧ-«дроссели» (небольшие индуктивности — от микрогенри до миллигенри) широко используются в качестве элементов, блокирующих сигнал. Обычно напряжение питания должно подаваться на клеммы корпуса, в котором размещены экранированные «проходные конденсаторы» (параллельный отвод на землю в сочетании с механическими зажимами на противоположных концах), и на ВЧ-дроссель, соединенные последовательно. Отличие состоит в применении ферритовых шайб на выводах транзисторов, ПТ и пр. Их использование связано с тем, что ВЧ-схемы могут генерировать «паразитные» колебания, вызываемые «паразитными» резонансными контурами СВЧ-диапазона, образуемыми самой проводкой. Нанизывание в разных местах нескольких шайб на выводы базы или коллектора увеличивает индуктивность настолько, что можно предотвратить колебания (если вам, конечно, повезет). Индуктивности играют главную роль в ВЧ-устройствах, поэтому в них часто можно встретить множество открытых катушек и индуктивностей с «настраиваемым сердечником», а также трансформаторов (например, маленькие металлические трансформаторы ПЧ встречаются почти во всех приемных устройствах). Распространены также переменные конденсаторы небольшой емкости с воздушным зазором.

Как сказано выше, ВЧ-схемы устанавливаются в защищенных корпусах и часто имеют внутренние заземленные экраны между частями схемы, чтобы предотвратить их непредусмотренное взаимодействие. Чаще всего схемы строятся на двусторонних печатных платах, где одна сторона используется в качестве заземленной плоскости, или же схемы устанавливаются в непосредственной близости от экранов или других заземленных поверхностей. Землю в ВЧ-диапазоне нельзя делать слабой; вы должны пропаивать экран по всей длине и использовать множество винтов при установке перегородок или крышки.

При построении схем, рассчитанных на особо высокие частоты, абсолютно необходимо выводы компонентов делать как можно короче. Это значит, что выводы резисторов и конденсаторов должны обрезаться почти под самый корень и припаиваться так, чтобы они почти не были видны (компоненты при пайке сильно нагреваются, но они обычно это выдерживают). В области СВЧ и УВЧ часто пользуются керамическими «чипами» конденсаторов, припаиваемых прямо на полоски печатных схем и т. п. вообще без выводов. Если вы используете обычные конденсаторы, то их внутренняя индуктивность может вызывать саморезонансные явления даже при таких низких частотах, как мегагерцы. Для СВЧ вообще более предпочтительно пользоваться широкими проводящими полосами и металлическими лентами, а не обычными проводами, так как при этом уменьшается индуктивность соединений. В этом диапазоне используются полосковые линии и микрополоски, где каждый вывод является сам по себе линией передачи с согласованным импедансом. Действительно, полоски листового металла могут быть использованы как части настраиваемых контуров; для примера посмотрим описание индуктивностей в цепи на 440 МГц (ARRL handbook): «L₁ - L₃ включительно - полоска латуни 65x6 мм, припаиваемая одним концом к корпусу, а другим — к конденсатору. Отводы входа и выхода отстоят на 12,5 мм от заземленного конца». Конечно, все основные методы в микроволновой технике сводятся к использованию в схемах волноводов и полых цепей с такими экзотическими компонентами, как циркуляторы и «магические Т» (разветвители — см. рис. 13.47).

Рис. 13.47. Волноводный ответвитель «магическое Т».

Что может удивить новичка в ВЧ-устройствах, так это использование измерительных и испытательных приборов в сочетании с методикой «разрежь и попробуй». Широко распространены генераторы качающейся частоты или свип-генераторы (источники ВЧ-сигналов с периодической разверткой по всему диапазону частот), сеточные измерители (для измерения резонансов), мосты для измерения С/Ш и анализаторы спектра, и все это в сочетании с многочисленными экспериментами со схемами. На этих частотах ничего нельзя точно предсказать, поэтому, для того чтобы создать хорошо работающую схему, приходится проводить множество экспериментов по методу проб и ошибок.

13.22. Экзотические ВЧ-усилители и устройства

Известные приборы, такие, как биполярные транзисторы и ПТ, используются и на СВЧ, хотя часто имеют до некоторой степени необычное воплощение. Например, транзисторы, предназначенные для работы в области очень высоких частот, имеют довольно странный корпус с плоскими выводами, служащими для соединения с неизолированными печатными проводниками на плате и исходящими радиально от центра (рис. 13.48). Мы перечислим и такие устройства и схемы, для которых нет аналогов в низкочастотной технике.

Рис. 13.48.

Параметрические усилители. В этих устройствах усиление осуществляется изменением параметра перестраиваемого контура. Это очень похоже на маятник с грузом, подвешенным на длинной веревке. Предположим, что движение груза представляет собой выходной сигнал. Вы можете создать колебания, мягко толкая груз с резонансной частотой; в обычных усилителях эти «толчки» производятся транзисторами или другими активными приборами. Но имеется другой, совершенно отличающийся метод раскачки, а именно путем подъема и опускания веревки (изменяется ее длина, параметр системы) с частотой, удвоенной по сравнению с естественной резонансной частотой. Попробуйте его (рис. 13.49).

Рис. 13.49. Маятник — аналог параметрического усилителя.

Маятник является точным аналогом параметрического усилителя Адлера. В параметрическом усилителе изменяют емкость настраиваемого контура, используя варикап (емкость, управляемую напряжением), который управляется сигналами «накачки». Эти усилители используются в схемах с низким уровнем шума.

Мазеры. Мазер — это аббревиатура: микроволновый усилитель с индуцированным испусканием излучения. В основном это квантовые или атомные или молекулярные усилители, очень сложные в изготовлении и использовании, но в этих усилителях обеспечивается самый низкий уровень шумов.

Полевые транзисторы на GaAs (арсенид галлия). Последнее слово в области микроволновых усилителей. Без особых усилий достигаются такие же характеристики, что и в параметрических усилителях. В настоящее время промышленные ПТ на GaAs выпускаются с усилением 28 дБ при 10 ГГц и с коэффициентом шума 2 дБ. В последнее время появились ПТ на GaAs с низким уровнем шумов — так называемые транзисторы с высокой подвижностью электронов (ВПЭТ). В экспериментальных охлаждаемых усилителях они имеют удивительную характеристику шума (например, 0,12 дБ (Т_ш = 8 К) при 8,5 ГГЦ).

Клистроны и лампы бегущей волны (ЛЕВ). Работа усилительных вакуумных ламп, используемых в микроволновой области частот, клистронов и ЛБВ, основана на эффектах, связанных с временем пролета электронов внутри лампы. Разновидность, называемая отражательным клистроном, работает обычно только в качестве генератора благодаря тому, что в нем электронный пучок отражается обратно в сторону источника электронов. Существуют клистроны с непрерывной мощностью 0,5 МВт на выходную частоту до 2000 МГц.

Магнетроны. Сердце радаров и индукционных печей. Это высокомощная генераторная лампа с маленькими резонансными полостями. При помещении магнетрона в сильное электромагнитное поле электроны внутри резонаторов движутся по спирали.

Диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды (ЛПД или IMPATT) и p-i-n-диоды. Эти экзотические диоды весьма широко используются в СВЧ и микроволновой области. Диоды Ганна - маломощные генераторы частот в пределах 5-100 ГГц, дающие выходную мощность 100 МВт или около этого. ЛПД-диоды, аналогичные по назначению клистронам с мощностью до нескольких ватт при нескольких гигагерцах. Диоды p-i-n-типа ведут себя как сопротивления, зависящие от напряжения, и используются для включения и выключения микроволновых сигналов путем закорачивания волноводов.

Варикапы, диоды с накоплением заряда (SNAP-диоды). Варикап — это диод с отрицательным смещением, используемый в качестве переменной емкости для настройки или в параметрических усилителях. Нелинейность характеристики позволяет использовать варикапы и в генераторах гармоник, т. е. как умножители частоты. SNAP-диоды также широко используются для генерации гармоник, поскольку они обладают субпикосекундным временем нарастания.

Диоды Шоттки, обращенные диоды. О диодах Шоттки мы говорили и раньше как о быстродействующих диодах с низким прямым падением напряжения. Их часто используют в качестве смесителей, как и обращенные диоды - разновидность туннельных диодов. Посмотрите разд. 13.13 о применениях прекрасных обращенных диодов (квадратичный детектор).

На рис. 13.50 изображена ключевая схема на насыщенном транзисторе, включенном инвертором, сигнал на которую подается от источника импульсов с чрезвычайно короткими временами нарастания и спада, ^-сопротивление источника, r'_б — относительно небольшое внутреннее распределенное сопротивление базы транзистора (около 5 Ом), С_кб — наиважнейшая емкость обратной связи (проходная) и R_K — сопротивление нагрузки, имеющей емкость С_н.

Рис. 13.50.

Эффекты, связанные с конечной величиной нагрузочного сопротивления, можно учесть, если считать, что R_K представляет собой суммарное сопротивление при соответствующем пересчете U_KK. Емкость между коллектором и эмиттером входит в С_н, а С_бэ не учитывается, поскольку благодаря эффекту Миллера С_кб всегда доминирует на входе.

На рис. 13.51 изображена типичная для этой схемы форма выходного импульса, если на вход ее подается хорошо сформированный отрицательный сигнал.

Рис. 13.51. Форма импульса на выходе транзисторного ключа.

Время нарастания t_нap определяется как промежуток между моментами времени, когда значение сигнала равно соответственно 10 и 90 % конечного значения. Так же определяется и время спада t_сп. Особо отметим относительно длительный период рассасывания неосновных носителей в базе t_расс, который требуется, чтобы транзистор из насыщения перешел в линейное состояние проводимости, по сравнению с соответствующим более коротким временем задержки t₃, требующимся для выхода из состояния отсечки. Эти параметры общепринято брать между 10 %- и 90 %-ными точками. В цифровой логике более полезно знать времена распространения t_р.нар и t_р.сп, определяемые как времена от момента изменения состояния входа до момента, когда выходной сигнал проходит через логический порог (соответственно на нарастающем и спадающем фронтах). Для этих величин обычно пользуются другими обозначениями, например, t^1.0_з.др и t^0,1_з.др.

Попробуем применить модель схемы для определения времени нарастания и спада в данной цепи. В процессе расчета станет понятным, почему нарастающий фронт выходного сигнала иногда заканчивается по экспоненциальному закону.

Определение времени нарастания. После перехода входного сигнала в состояние низкого уровня и окончания — времени t_расс  напряжение на коллекторе начинает возрастать. Два эффекта ограничивают скорость нарастания: a) R_K в сочетании с С_кб и С_н дают постоянную времени, определяющую экспоненциальный рост напряжения до U_KK, но б) если скорость этого роста достаточно велика, получающийся в результате ток через С_кб, выделяясь на сопротивлении источника (R_и + r'_б), вызывает прямое смещение базы, и оно может возбуждать базу, что тормозит рост коллекторного напряжения (отрицательная обратная связь). Если это происходит, то схема оказывается интегратором, а сигнал на коллекторе — линейно нарастающим. В целом (в зависимости от параметров схемы и самого транзистора) импульс на коллекторе сначала имеет линейное нарастание, переходящее затем в экспоненту, как показано на рис. 13.51.

На рис. 13.52 приведены осциллограммы этих эффектов.

Рис. 13.52. Импульсы переключения напряжений затвора и стока. а — сопротивление стока 10 кОм; б — сопротивление стока 200 кОм. Видно, как с источником, имеющим преувеличенное сопротивление 100 кОм, динамический эффект Миллера способствует фиксации уровня. Цена деления по вертикали 2 В/дел.; частота сигнала 6 кГц.

Вместо n-p-n-транзистора мы воспользовались n-канальным полевым МОП-транзистором, работающим в режиме обогащения. Он ведет себя также, но большее напряжение отпирания затвора существенно улучшает форму импульсов. Кроме того, полевые МОП-транзисторы не имеют эффектов, связанных с временами рассасывания носителей и задержки, и у них отсутствует постоянный входной ток, при котором все упрощается. На рис. 13.53 приведена схема, в которой импеданс источника сигналов нами намеренно сделан преувеличенным.

Рис. 13.53.

Заметьте, как емкость обратной связи поддерживает напряжение затвора на уровне порога отпирания во время переключения стока. Обратите внимание также на то, что нарастание сигнала стока изменяется экспоненциально, если R_c велико.

Простой способ расчета поведения схемы состоит в следующем:

1. Рассчитывается скорость нарастания напряжения на коллекторе для «ограничения вследствие интегрирования» с использованием уравнения

где U_вх.н.у — низкий уровень входного напряжения.

2. Определяется коллекторное напряжение U_x, при котором выходное напряжение переходит от линейного нарастания к экспоненте из уравнения

С помощью этих двух уравнений можно вычислить форму переднего фронта коллекторного импульса и время нарастания. Если U_x окажется отрицательным, то это означает, что нарастание коллекторного напряжения носит чисто экспоненциальный характер: емкостная нагрузка преобладает и ток через емкость обратной связи вообще не возбуждает базу. Величина r'_б обычно незначительна.

_{Упражнение 13.1. Выведите две предшествующие формулы. Указание: для вывода второй формулы приравняйте ток обратной связи, текущий в базу, к току коллекторного резистора за вычетом тока, ответвляющегося в емкостную нагрузку.}

Определение времени спада. По истечении короткого времени задержки t₃ после перехода входного сигнала в состояние высокого уровня U_{вх.н. у} коллекторное напряжение начинает падать к уровню насыщения транзистора. Произведя несложные расчеты, легко увидеть, что ток коллектора определяется выражением

где первое выражение — это ток базы, умноженной на h_21э, а второе — ток коллектора, определяемый как ток через R_K минус ток, отбираемый зарядом емкости, подключенной к коллектору.

Напоминаем, что dU_K/dt отрицательно. После преобразования получим

где первый член в скобках соответствует току управления в цепи базы, умноженному на h_21э, а второй — току через коллекторный резистор. Теперь вы можете попробовать рассчитать некоторые схемы; вы сможете определить времена нарастания и спада, а также какая емкость доминирует. Сначала, однако, рассмотрим времена рассасывания носителей и задержки.

Времена задержки и рассасывания носителей в базе. Обычно времена задержки очень малы. Главную роль играет постоянная времени, которая определяет снижение заряда емкости базы до U_бэ и равна в общем

Т ~ (R_и + r'_б)(С_кб + С_бэ).

При очень высоком быстродействии влияние постоянных времени транзисторных переходов может оказаться важным. Гораздо большую роль играет время рассасывания. У транзистора в насыщении заряд накапливается в области базы, и после того, как управляющий сигнал на базе становится близким к потенциалу земли (или даже отрицательным), требуется относительно длительное время, чтобы ранее инжектированные из эмиттера избыточные неосновные носители ушли из базы под действием тока коллектора. Транзисторы сильно отличаются друг от друга по времени рассасывания; это время можно сделать короче, если уменьшить ток базы во время насыщенного состояния и если при запирании подавать обратное смещение на базу, чтобы обеспечить обратный ток базы, когда транзистор переключается в состояние отсечки. Эти моменты отражены в уравнении для времени рассасывания t_расс:

где обратный ток базы I_{б. выкл} отрицателен при токах базы, обеспечивающих «разряд» заряда в базе. Коэффициент К определяется «временем жизни неосновных носителей», которое сильно уменьшается при легировании золотом. Однако такое легирование уменьшает h_21э и увеличивает ток утечки. Этим объясняется высокое быстродействие ТТЛ, а также их низкое напряжение пробоя (порядка 7 В). Времена рассасывания могут быть очень большими и составлять несколько сотен наносекунд, что примерно на порядок превышает времена задержки при включении. Так, например, распространенный прибор общего назначения 2N3904 имеет максимальное время задержки 35 нc, а время рассасывания 200 нc при стандартных условиях проверки, когда на базу подается отрицательное смещение, равное падению напряжения на двух прямосмещенных диодах. Поскольку времена рассасывания существенно ограничивают быстродействие переключательных схем, приходится применять меры для решения проблемы насыщения.

Один из способов заключается в том, чтобы исключить вовсе состояние насыщения у транзистора. Включенный в обратную связь диод Шоттки («связь Ваker'a») между базой и коллектором прекрасно выполнит эту задачу, отбирая избыточный ток базы, когда транзистор близок к насыщению и потенциал коллектора ниже, чем у базы. Это предотвращает насыщение транзистора, так как напряжение прямосмещенного диода Шоттки меньше напряжения прямосмещенного перехода коллектор-база. Этот метод использован в ТТЛ-логических схемах с диодами Шоттки (ТТЛ-Ш). Часто небольшой «ускоряющий» конденсатор (25-100 пФ), параллельный резистору в цепи базы, хорошо дополняет этот прием, поскольку способствует уменьшению времени рассасывания, обеспечивая дополнительные импульсы тока, способствующие «разряду» базы, когда транзистор насыщен, а также быстрому нарастанию тока базы, когда транзистор включается. Эти схемы показаны на рис. 13.54.

Рис. 13.54. Схемы ключей с повышенным быстродействием. а — с диодом Шоттки; б — с ускоряющим конденсатором.

13.24. Устройства аналогового моделирования

Очевидно, что проектирование как высокочастотных усилителей, так и быстродействующих ключей, сложная тема, особенно при полном наборе эффектов, вызываемых присущими им паразитными емкостями и индуктивностями. Наши упрощенные модели дают возможность хорошо прочувствовать схему, но они часто могут быть неадекватными, если вы попытаетесь выжать максимально удовлетворительные характеристики из усилителей, например, в области ГГц. Традиционное приближение состоит из сочетания более сложного моделирования (подкрепленное значительными расчетами!) и большого количества макетных плат.

Приятные разработки получаются с использованием уже развитых систем автоматического аналогового моделирования, в частности программы, называемой "SPICE" и ее некоторых коммерческих расширений. SPICE (автор L. W. Nagel) моделирует работу вашего опытного варианта схемы (используя библиотеку усложненных моделей элементов), предсказывает коэффициент усиления, искажения, шумы, частотный отклик и т. д. Вы можете попросить систему показать форму сигнала (напряжения и тока) в любой точке схемы — компьютерный осциллограф! Таким образом, вы можете проигрывать различные варианты вашей гипотетической схемы, увеличить быстродействие конденсаторов, проводить испытания элементов, делать замены в схеме и т. д. Фактически, при хорошем моделировании можно исследовать влияние допустимых отклонений параметров элементов путем либо обычного анализа сбоев, либо проводя более сложную статистическую обработку методом «Монте-Карло». Некоторые программы моделирования выполняют также анализ «чувствительности», который указывает вам элементы, в наибольшей степени определяющие характеристики схемы.

Программы автоматического моделирования недороги и приспособлены для настольных компьютеров так же как и для любой большой вычислительной системы (например, IsSpice фирмы Intusoft или PSpice Microsim). Наибольшее признание получили таблицы соединений ("netlist") — продукт программ создания чертежа схемы ("Schematic capture") (разд. 12.08). Программы моделирования не ограничены проектированием высокочастотных схем. Они применимы и к моделям операционных усилителей, цифровых схем и внутренностей самой ИМС. Хотя SPICE пока доминирует, но уже появилось около дюжины программ моделирования, оптимизированных под конкретные применения.

Начнем со схемы, изображенной на рис. 13.55.

Это простой инвертирующий каскад, предназначенный для возбуждения пьезоэлектрического кристалла импульсами 100 В, первоначально генерируемыми ТТЛ-логикой. Параметры выхода ТТЛ и, следовательно, сигнала, подаваемого на базу, приблизительно равны указанным на рисунке величинам. В этих расчетах мы не будем учитывать r'_б, которое мало по сравнению с сопротивлением источника.

Время нарастания. Начнем с определения скорости роста коллекторного напряжения на выходе из-за «интегрирования»:

Теперь найдем напряжение на коллекторе, при котором процесс напряжения на выходе из линейного переходит к экспоненте:

Это означает, что нарастание коллекторного импульса происходит только экспоненциально, так как ток обратной связи (C_кбdU_К/dt) недостаточен, чтобы задержать переход базы в состояние проводимости, задаваемое состоянием источника. Постоянная времени для коллекторной цепи равна R_К(С_н + С_кб), или 0,33 мкс, а время нарастания (по уровню от 10 до 90 %) равно 2,2 постоянной времени, т. е. 0,73 мкс. Отсюда ясно, что преобладающим в нарастании оказывается влияние коллекторного сопротивления и ёмкости нагрузки.

Время спада. Для анализа спада используем формулу, полученную ранее, и найдем:

Последний член зависит от U_K, но он незначителен по сравнению с первым членом в скобках. Если это не так, то вам придется оценивать эту величину при нескольких значениях коллекторного напряжения, чтобы получить правильную картину формы спада. Здесь следует отметить, что рассчитанное время спада соответствует частоте около 3 МГц и, следовательно, используемая нами величина h_21э = 100 вполне реальна (f_T = 300 МГц).

Если рассчитанное время нарастания или время спада соответствует частоте более высокой, чем предполагалось первоначально, то необходимо вернуться и пересчитать время переходного процесса с новым h_21э, полученным из первой оценки времени переключения. Этот метод последовательных приближений обычно дает удовлетворительный ответ уже на втором этапе.

Форма выходного импульса. Для этой схемы форма коллекторного сигнала соответствует приведенной на рис. 13.56.

Рис. 13.56.

На положительном фронте преобладает влияние постоянной времени ёмкости нагрузки и коллекторного сопротивления, в то время как на спаде больше сказывается ёмкость обратной связи в сочетании с сопротивлением источника. Другими словами, напряжение на коллекторе падает с такой скоростью, что ток через ёмкость обратной связи почти достаточен, чтобы подавить отпирающий ток базы и вывести базу из состояния проводимости.

В наших допущениях мы всюду считали, что фронты импульса на выходе ТТЛ много короче, чем на выходе нашей схемы. Обычно времена нарастания и спада ТТЛ равны ~ 5 нc, что соответствует нашему предположению.

13.26. Усилитель с «открытым коллектором» при работе на шину

Предположим, мы хотим организовать с помощью схем с открытым коллектором управление шиной ТТЛ с выхода nМОП-схемы. Это можно осуществить, используя n-p-n-инвертирующий каскад, как показано на рис. 13.57.

nМОП-прибор, работающий от 4–5 В (см. разд. 9.09), имеет малую нагрузочную способность, поэтому необходимо, чтобы резистор базы был велик. Для того, чтобы подчеркнуть эффекты, связанные с наличием параметров, подобных С_кб, мы выбрали два очень распространенных транзистора.

Время нарастания рассчитывается по приведенной выше методике. Для линейного нарастания вследствие интегрирования имеем:

Выбор транзистора. Ситуация видна из рис. 13.58.

Рис. 13.58.

Параметры, полученные для 2N5137, полностью определяются действием емкости обратной связи, усиливающимся из-за относительно высокого сопротивления источника сигнала. Переходные процессы для 2N4124, вероятно, оценены чуть-чуть оптимистично, поскольку они соответствуют частоте около 10 МГц, при которой h_21э, скорее всего, несколько ниже предполагаемого значения.

Интересно измерить время достижения напряжения порога ТТЛ (~1,3 В) как основной параметр системы с запуском вентилей ТТЛ шинными сигналами. Если не учитывать времена рассасывания и задержки, то времена достижения порогов ТТЛ будут следующие:

Времена нарастания и спада, измеренные нами, находятся в разумном согласии с предсказанными по нашей несколько упрощенной модели, за исключением, пожалуй, лишь времени нарастания для 2N4124. Имеется несколько возможных объяснений, почему рассчитанное время нарастания в этом случае получилось слишком малым. В расчетах значение h_21э бралось при 10 МГц, в то время как время нарастания 17 нс не соответствует более высоким частотам и, следовательно, более низким значениям h_21э. Кроме того, практические измерения для этого транзистора дают С_кб = 2,2 нФ при 10 В и С_кб = 3 пФ при 2 В. Любопытно, что использовавшийся нами 2N5137 имел реально гораздо меньшее значение С_кб (~5 пФ), чем указанное в паспорте, и поэтому нам пришлось добавить небольшой конденсатор в схему, чтобы «довести» С_кб до «паспортной величины». Это, скорее всего, означает, что технологический процесс изменился уже после публикации данных о параметрах транзистора.

_{Упражнение 13.2 Проверьте результаты расчётов для dU/dt (нарастание и спад) и Uк.}

Снижение питания до +3 В. Заметим, что время достижения порога ТТЛ при переходе из состояния ВЫСОКОГО уровня к НИЗКОМУ гораздо больше, чем при обратном переходе, даже если скорости нарастания и спада выходного сигнала (в случае схемы на 2N4124) почти одинаковы. Это связано с тем, что пороговое напряжение ТТЛ расположено несимметрично между +5 В и землей, и поэтому коллекторное напряжение на спаде для достижения порога должно измениться на большую величину. По этой причине шины ТТЛ часто подключаются к источнику +3 В (для этого иногда используют пару последовательно соединённых диодов, подключенных к +5 В), или каждая линия шины может быть подключена к делителю напряжения, как показано на рис. 13.59.

Рис. 13.59.

_{Упражнение 13.3. Рассчитайте время нарастания и спада и время задержки распространения для 2N4124, управляющего описанной выше шиной с Сн = 100 пФ. Результат изобразите графически.}

13.27. Пример схемы: предусилитель для фотоумножителя

В гл. 15 будут рассмотрены так называемые фотоэлектронные умножители (ФЭУ), устройства, широко используемые в качестве детекторов света, сочетающих высокую чувствительность с высоким быстродействием. Фотоумножители находят применение и там, где измеряется не собственно световое излучение, как, например, в качестве детекторов частиц высоких энергий, в которых кристалл сцинтиллятора при бомбардировке его частицами дает световые вспышки. Чтобы полностью использовать все возможности фотоумножителей, необходим зарядово-чувствительный быстродействующий дискриминатор — схема, которая генерирует выходной импульс при условии, что импульс заряда на входе превышает некоторый порог, соответствующий детектируемым световым фотонам.

На рис. 13.60 приведена схема быстродействующего предусилителя для фотоумножителя и дискриминатора, в которую входит ряд высокочастотных и переключательных устройств, обсуждаемых в этой главе.

Рис. 13.60. Быстродействующий зарядный усилитель для счета фотонов на фотоумножителе. Входная цепь должна иметь внешнюю «паразитную» емкость по крайней мере 10 пФ; для низкоемкостных входов (< 20 пФ) используют C_t = 0,5 пФ; при емкостях источника, достигающих 100 пФ, используют для С, от 1,0 до 1,5 пФ. Фотонный дискриминатор (используется для ФЭУ с высоким усилением); выход для ТТЛ: импульсы 20 нc; 50 Ом; порог 0,1–1,5 пКл, регулируемый; задержка 10 нc, разрешение двух импульсов 30 нc, 100 нc при перегрузке.

На выходе фотоумножитель выдает отрицательные импульсы зарядов (электроны отрицательны), причем длительность каждого импульса равна 10–20 нс. Импульсы большой амплитуды соответствуют детектируемым фотонам (квантам света), но имеется также и множество малых импульсов, которые возникают из-за шумов в самой фотоумножительной трубке и которые возникают должны отсекаться дискриминатором.

Описание схемы. Схема начинается с инвертирующего выходного усилителя (Т_А—Т_С), у которого обратная связь по току (и заряду) осуществляется через R₁ и С₁. Входной повторитель имеет малое выходное сопротивление и возбуждает Т_В (каскад усиления по напряжению), тем самым снижается влияние емкости обратной связи Т_В (С_кб). Повторитель на выходе блока усиления Т_С обеспечивает низкое выходное сопротивление, а Т_В — достаточное значение коэффициента усиления. Небольшой положительный импульс на эмиттере Т_С соответствует отрицательному заряду, поступившему на вход с ФЭУ; обратная связь по постоянному току стабилизирует выход Т_С примерно на уровне 2U_бэ. Т₁ смещен как эмиттерный повторитель класса А и обеспечивает низкоомный «мониторный» выход для наблюдения усиленных импульсов с фотоумножителя, поступающих на дискриминатор.

Дифференциальный усилитель на Т₂ и Т₃ образует дискриминатор: порог сравнения устанавливается потенциометром R₂₂, подключенным к источнику опорного напряжения (Т_е, работающий в режиме «диодного стабилизатора»), которое изменяется одинаково с входным напряжением покоя 2U_бэ усилителя. Такое «слежение» за диодным падением напряжения обеспечивается за счет того, что транзисторы Т_А—Т_E представляют собой монолитную транзисторную матрицу (СА3046) и все находятся при одной температуре. Транзистор Т₄ вместе с Т₃ образуют инверсную каскодную схему, обеспечивающую необходимые быстродействие и сдвиг уровня. Два каскада выходных повторителей, построенные на транзисторах с противоположной полярностью Т₅ и Т₆, чтобы компенсировать смещение U_бэ, завершают схему.

В этой схеме следует отметить некоторые интересные особенности. Чтобы получить хорошие характеристики по быстродействию, статические токи транзисторов выбираются сравнительно большими (дифференциальная пара Т₂, Т₃ имеет эмиттерный ток 11 мА, ток покоя Т₅ равен 20 мА, а выходной транзистор потребляет 120 мА, чтобы обеспечить возбуждение нагрузки в 50 Ом). Заметим, что база каскодного каскада (Т₄) шунтирована на U₊, а не на землю, так как его входной сигнал связан с U₊ через R₁₇.

В дифференциальном каскаде в качестве источника эмиттерного тока используется токовое зеркало, «отражающее» ток опорного источника, что позволяет согласовать эти параметры схемы. Для снятия перегрузок используются Д₁ и Д₂. Хотя это и усложнит схему, ограничивающий диод Д₁ можно подключить к коллектору T_E (вместо земли), чтобы уменьшить отрицательные выбросы на входе.

Характеристики. На рис. 13.61 показана форма выходных импульсов и зависимость их длительности от величины входных импульсов (измеряемой как количество заряда). Эти выходные импульсы растягиваются при больших перегрузках, но общие характеристики достаточно хороши по сравнению с обычными предусилителями для фотоумножителей.

Рис. 13.61. Характеристика импульсов усилителя на рис. 13.60.

СХЕМЫ, НЕ ТРЕБУЮЩИЕ ПОЯСНЕНИЙ 13.28. Удачные схемы

Несколько удачных широкополосных схем изображены на рис. 13.62.

Рис. 13.62. Удачные схемы. а — широкополосный повторитель: высокое Z, малая входная емкость; б — усилитель: высокое Z, малая входная С; в — малошумящий видеоусилитель с малой входной емкостью (инвертирующий каскод).

Дополнительные упражнения. (1) Проработайте детально высокочастотный режим схемы (рис. 13.10), которая кратко описана в разд. 13.05. (а) Начните с повторения расчета частотных характеристик стыка предварительного усилителя и выходного каскада, эквивалентная схема которого изображена на рис. 13.12. Будьте внимательны при определении эквивалентных комплексных сопротивлений. Напишите одному из авторов, если вы обнаружите ошибку! (б) Теперь обратите внимание на то, что высокочастотный спад предварительного каскада начинается на существенно более высокой частоте, чем сопрягающая частота 180 МГц выходного каскада и его возбудителя. Особенно проверьте следующие точки: выходное (эмиттерное) сопротивление каскада T₁, подключенное к емкостной нагрузке (см. рис. 13.11); выход Т₂, работающий на почти такую же емкостную нагрузку (поскольку коллектор Т₄ не заземлен); эмиттеры Т₃ и Т₄ и их емкостную нагрузку; коллектор Т₄ с его емкостной нагрузкой.

(2) Чему равно сопротивление на входе отрезка коаксиального кабеля, когда (а) на дальнем конце цепь разомкнута и длина составляет 1/4 длины волны при заданной частоте, (б) на дальнем конце цепь короткозамкнута и длина та же при заданной частоте, (в) то же, что и в п. (а), но длина составляет 1/2 длины волны, (г) то же, как и в п. (б), но длина составляет 1/2 длины волны? На результатах, полученных в п. (г), основана так называемая «заглушка», используемая в волноводах.

(3) Подробно решите задачу определения времен нарастания и спада для высоковольтной переключательной схемы (рис. 13.55), которая описывалась в разд. 13.24. Примите для U_бэ величину 0,7 В.

(4) Нарастание и спад в шинном возбудителе: рассчитайте времена нарастания и спада для ТТЛ-схемы шинного возбудителя на рис. 13.57, как описывалось в разд. 13.25. Примите U_бэ = 0,7 В.

(5) Постройте видеоусилитель с коэффициентом усиления +5 и спадом частотной характеристики на 20 МГц или выше. Входное сопротивление должно быть 75 Ом, а выходное должно обеспечивать работу на нагрузку 75 Ом при размахе напряжения 1 В от пика к пику. Здесь хорошо для построения неинвертирующего усилителя использовать на входе каскад с общей базой и эмиттерный повторитель на выходе, как предлагается на рис. 13.63. Если ваша схема подобна этой, то закончите построение схемы выбором рабочих токов, номиналов резисторов и элементов цепей смещения. Конечно, можно использовать, если вы хотите, нечто подобное комбинации дифференциального усилителя с каскодной схемой и повторителем. Помните, что усиление должно быть неинвертирующим, иначе изображение будет обратным.

Рис. 13.63.

Переносные компактные контрольно-измерительные приборы, регистраторы данных, которые производят измерения на океанском дне, цифровые модемы, использующие для своего питания «ток удержания» телефонной линии — это только несколько примеров прикладных задач, где желательно (или необходимо) использование технических приемов проектирования маломощных электронных устройств. Среди таких приборов вы часто можете встретить примеры из всех уже рассмотренных разделов этой книги, а именно стабилизированные источники питания, линейные схемы (как на дискретных элементах, так и на ОУ), цифровые схемы (почти неизменно КМОП) и связанные с ними методы преобразования и все в большей и большей степени микропроцессорные схемы значительной сложности. Хотя время от времени мы и рассматривали вопросы потребления мощности и выбирали решения, обеспечивающие компромисс между быстродействием и мощностью (например, при сравнении серий логических микросхем), при проектировании микромощных электронных устройств применяются специальные технические приемы и имеются определенные ограничения. Во всех отношениях для этого требуется специальная глава.

Начнем же мы с рассмотрения такого класса прикладных задач, где желательно или жизненно важно обеспечить малое потребление мощности. Трудно описать все те разнообразные экзотические случаи, где имеется изобилие мощности питания в сети переменного тока, а при этом батарейное питание приборов дает лучшие результаты и более приемлемо. Далее предлагается обзор источников питания, которые имеет смысл применять в маломощных электронных устройствах, начнем же с повсеместно применяемых «гальванических» (неподзаряжаемых) элементов (щелочные, ртутные, серебряные, литиевые) и тесно с ними связанных «аккумуляторных» (подзаряжаемых) элементов (никель-кадмиевые, свинцово-кислотные, «желатиновые» элементы). Мы безжалостно преследовали представителей фирм-изготовителей батарей с целью добывания у них последних новинок технической литературы и, таким образом, мы предлагаем вам действительно очень полезные данные, где дано сравнение батарей по содержанию энергии, характеристикам разряда, влиянию температуры окружающей среды, скорости разряда, условиям хранения и т. д. Наша цель — помочь вам в правильном выборе батареи для вашей прикладной задачи.

Батареи — это не единственные источники питания, которые мы будем рассматривать, далее перейдем к изучению тех «включаемых в розетку» небольших черных пластмассовых модулей, которые поставляются совместно с покупаемыми электронными изделиями. Эти включаемые в розетку блоки замечательны своей дешевизной и представляют собой простые трансформаторы или нестабилизированные источники постоянного тока (трансформатор — выпрямитель — конденсатор) или могут быть полностью законченными стабилизированными источниками постоянного тока; они также могут иметь два или три номинала выходного напряжения. Солнечные элементы полезны в некоторых необычных прикладных задачах, так что мы их также рассмотрим. Наконец, следует упомянуть и об использовании сигнальных токов; для примера укажем протекающий в телефонной линии постоянный ток или переменный ток через реле, обеспечивающее подключение термостата или дверного звонка, от которых можно питать микромощное оборудование.

Затем мы приступим к рассмотрению вопросов разработки маломощных устройств при той же глубине проработки, как и в остальных частях этой книги, сохраняя сходный порядок изучения предмета, а именно, стабилизаторы и эталонные источники, затем линейная схемотехника (на дискретных элементах и ОУ), цифровые схемы и методы преобразования, и наконец, микропроцессоры и память. Известны, кроме того, технические приемы, которые не применяются при типовом проектировании, как, например, «переключение мощности», когда обычная схема выводится из микромощного режима при подаче постоянного тока в течение крайне коротких интервалов времени; например, на регистратор данных с микропроцессора должно подаваться питание в течение 20 мс через интервалы в 60 с. Мы рассмотрим некоторые из таких приемов и укажем странные ловушки, которые ожидают непосвященных.

Наконец, мы расскажем о конструктивном оформлении разработок, а именно, опишем те небольшие пластмассовые корпуса для приборов, которые наиболее широко применяются и заканчиваются черной крышкой для доступа к батареям. Приборы с малым потреблением мощности, как правило, более просты в конструировании, чем обычные приборы, поскольку они более легкие, не выделяют тепло и отсутствуют такие мелочи, как мощные провода питания, линейные фильтры и плавкие предохранители. Микромощное проектирование является особой областью и доставляет много удовольствий изнуренным конструкторам электронной техники. Больше читайте и изучайте разработки по этой интересной теме (хотя часто этим и пренебрегают)!

Нам неприятно говорить об этом, но при первом чтении главу можно опустить.

Таблица 14.1. Гальванические элементы

«Мощные» сухие элементы построены аналогичным образом, но при более высоком процентном содержании хлористого цинка и соответственно различными механическими приспособлениями для еще большего выделения газа. Хотя у них общее содержание энергии лишь немного меньше, чем у элементов LeClanche, эти элементы значительно лучше по номинальной производительности даже при работе с высокими токами. Например, D-элемент LeClanche вырабатывает 4,2 ампер-часа (А·ч) на нагрузке 150 Ом, 1,2 А ч — на нагрузке 15 Ом и 0,15 А·ч — на нагрузке 1,5 Ом; аналогичный хлористо-цинковый элемент вырабатывает соответственно 5,6, 5,4 и 1,4 А·ч. Сам хлористо-цинковый элемент также демонстрирует меньшее падение емкости при низких температурах.

Щелочно-марганцевый элемент, как правило именуемый как просто «щелочной», при высоких токах разряда и на низких температурах работает еще лучше. Вывернутый наизнанку, для сравнения с угольно-цинковым элементом, он имеет в середине отрицательный анод из порошкового цинка и электролит из гидроокиси калия, окруженные отдаленным положительным катодом из двуокиси марганца и угля. Для сравнения с вышеприведенными параметрами можно указать, что щелочной D-элемент вырабатывает 10 А·ч на нагрузке 150 Ом, 8 А·ч — на нагрузке 15 Ом и 4 Ач — на нагрузке 1,5 Ом. Вследствие своего особого химического состава, щелочные батареи при разряде обеспечивают малое и медленно увеличивающееся внутреннее сопротивление по сравнению с быстро возрастающим внутренним сопротивлением обоих типов цинко-угольных элементов. Они также лучше работают при низких температурах.

Щелочные батареи имеют большую долговечность при хранении, чем элементы LeClanche или хлористо-цинковые. Как следует из рис. 14.1, кривая зависимости напряжения от степени разряда для всех трех типов батарей дает вам их простую сравнительную оценку. На рис. 14.2 представлены в сравнении рабочие характеристики этих трех типов «сухих гальванических элементов».

Рис. 14.1. Кривые разряда гальванических элементов.

_{(Эти и последующие рисунки в этой главе взяты из технической литературы по электрическим батареям следующих фирм: Агсо Solar, Duracell, Electrochem Industries, Evercady, Gates, Kodak. PowerSonio, Solavolt и Yuasa.)}

Рис. 14.2. Сравнение рабочих характеристик цинковых «сухих гальванических элементов», а — зависимость емкости D-элемента от тока нагрузки; б — изменение напряжения и внутреннего сопротивления D-элемента в процессе разряда; в — зависимость емкости D-элемента от параметров рабочего цикла; г — зависимость емкости от температуры; д — зависимость длительности хранения (10 % потери емкости) от температуры.

Ртутные, окись-серебряные, литиевые — это пользующиеся подлинно большим спросом элементы с особенно высококачественными параметрами по сравнению с щелочными и цинко-угольными. В ртутном элементе используются амальгамированный цинковый анод, катод, состоящий из окиси двухвалентной ртути плюс уголь, и электролит из гидроокиси натрия или калия. Он превосходен с точки зрения стабильности напряжения холостого хода (1,35 В, стабильность порядка 1 %), а также постоянства напряжения в процессе разряда («плоская кривая разряда»); см. рис. 14.1. Он хорошо работает при температуре вплоть до 60 °C, но его рабочие параметры серьезно ухудшаются при температуре ниже —10 °C. Элемент на окиси серебра аналогичен ртутному элементу, но при замене окиси двухвалентной ртути на окись серебра. Он также обладает очень плоской кривой разряда, но обеспечивает более высокое напряжение холостого хода (1,6 В) и обладает улучшенными рабочими характеристиками на низких температурах (до -20 °C).

Литиевые элементы представляют собой новейшую разработку в ряду имеющихся на рынке гальванических элементов, но с несколько отличным химическим составом. Они обладают наивысшей плотностью энергии на единицу веса. Они имеют лучшее исполнение с точки зрения работы на высоких и низких температуpax, а также обладают исключительной долговечностью при хранении при всех температурах. Например, гальванический элемент D-типа с составом литийтионилхлорид (Li/SOCl₂) вырабатывает почти в три раза больше энергии (10 А·ч при напряжении на зажимах 3,5 В), чем щелочной D-элемент сравнимых размеров и веса. Литиевые батареи могут работать на температурах, достигающих —50 °C и 70 °C (см. рис. 14.3), при температуре —40 °C они сохраняют 50 % своих возможностей при нормальной температуре, а это температура, при которой другие гальванические батареи вообще прекращают работать.

Рис. 14.3. Зависимость плотности энергии гальванических элементов от температуры.

Литиевые батареи имеют время сохраняемости от 5 до 20 лет при комнатной температуре и могут храниться на складе в течение 1–2 лет при температуре 70 °C, что приводит к высыханию всех других батарей. Они обладают плоской монотонной кривой разряда. Их продолжительное время хранения и напряжение 3–3,5 В делают литиевые батареи идеальным элементом для батарейной поддержки (резервный элемент питания), расположенной на плате КМОП-памяти.

Каждый химический состав литиевой батареи имеет свои собственные специфические особенности. Например, батареи с составом типа литийтрионилхлорид имеют тенденцию развивать пассивацию электрода, которая чрезвычайно поднимает их внутреннее сопротивление, что может привести к «перегоранию» батареи при большом броске тока. Литиевый сернистый ангидрид был причиной взрывов некоторых батарей.

Предупреждение: были инциденты, причиной которых были взрывы литиевых батарей, в некоторых случаях они причинили серьезный персональный ущерб. Предупредив вас об этом, мы не будем отвечать теперь за любые бедствия, которые вам могут принести литиевые батареи.

Аккумуляторы. Для электронного оборудования рекомендуем применять следующие типы аккумуляторов: а) никель-кадмиевые (NiCd) или б) герметизированные свинцово-кислотные. Оба типа аккумуляторов имеют меньшее содержание энергии, чем гальванические элементы (табл. 14.2), но они являются перезаряжаемыми. Никель-кадмиевые элементы выдают напряжение 1,2 В и, как правило, имеют емкость в диапазоне от 100 мА·ч до 5 А·ч и работают при температурах до —20 °C (и вплоть до +45 °C); свинцово-кислотные батареи вырабатывают напряжение 2 В на элемент и, как правило, созданы для обеспечения от 1 до 20 А·ч и могут работать при температурах до -65 °C (и вплоть до +65 °C). Оба типа батарей обладают относительно плоскими характеристиками разряда. Свинцово-кислотные батареи имеют низкие скорости саморазряда и претендуют на сохранение двух третей от начального заряда после годичного хранения при комнатной температуре (хотя наш опыт позволяет быть более скептически настроенными); никель-кадмиевые батареи имеют относительно плохие характеристики по сохранению заряда, в типовом случае теряя половину имеющегося заряда за 4 мес. (вот в это мы верим!) (см. рис. 14.4).

Рис. 14.4. Сохранение заряда в батарее аккумулятора.

Никель-кадмиевый D-элемент обеспечивает 5 А·ч (при напряжении 1,2 В), в то время как свинцово-кислотный D-элемент дает 2,5 А ч (при напряжении 2 В); сравнимый щелочной элемент дает 10 А·ч при 1,5 В.

Как никель-кадмиевые, так и герметизированные свинцово-кислотные батареи претендуют быть хорошими при 250-1000 циклах заряд/разряд (большее значение, если они каждый раз разряжены только частично; и меньшее при полном разряде или быстром проведении цикла заряд/разряд). Никель-кадмиевые батареи имеют общую ожидаемую долговечность хранения 2–4 года, если хранить их при постоянном капельном токе заряда (смотри ниже); долговечность герметизированных свинцово-кислотных батарей поддерживается при постоянном «подзаряживающем» напряжении и составляет 5-10 лет.

Стоит подчеркнуть, что эти перезаряжаемые батареи действительно являются герметичными; они не будут капать или таинственно подтекать ужасными химикалиями. Хотя, как правило, наименование «свинцово-кислотные» вызывает в воображении картины шершавых автомобильных аккумуляторов с разъеденными зажимами и подтекающей кислотой, герметизированные же их разновидности в действительности являются чистыми батареями: вы можете ставить их в любом положении, они не капают и не подтекают и, как правило, ведут себя хорошо. На практике на их основе можно разработать реальные электронные приборы без опасения, что ваша печатная плата превратится в «белую чуму» или дно корпуса, вашего дорогого корпуса, будет покрыто отвратительно пахнущей жидкостью.

Аккумуляторы умирают молодыми, если их не заряжать надлежащим образом. Эти процедуры отличны для никель- кадмиевых и кислотно-свинцовых аккумуляторов. Традиционно определяют скорости заряда через емкость самой батареи в ампер-часах; например, заряд при «С/10» означает подачу тока заряда, равного одной десятой емкости полно заряженной батареи в ампер-часах. Для вышеупомянутого никель-кадмиевого D-элемента он составит 500 мА.

Никель-кадмиевые элементы спроектированы таким образом, что они заряжаются при постоянном токе и выдерживают длительную подзарядку при С/10. Вследствие неэффективностей в цикле заряд/разряд вы должны заряжать при этой скорости в течение 14 ч, с тем чтобы гарантировать полную зарядку; вы можете подумать об этом как о подзарядке самой батареи на 140 %.

Хотя это и хорошо перезаряжать никель-кадмиевые батареи бесконечно при токе С/10, но лучше переключиться на «капельный» заряд в типовом случае при токе от С/30 до С/50. Однако никель-кадмиевые аккумуляторы являются «забавными», а именно обладают эффектом «памяти», так что капельной скорости заряда может и не хватить для восстановления полностью разряженного аккумулятора; в этом случае рекомендуется ток С/20.

Имеются прикладные задачи, когда вы не можете ждать целый день, пока это никель-кадмиевые аккумуляторы подзарядятся. В литературе по таким аккумуляторам дается разрешение заряжать нормальные элементы с более «высокой скоростью» от С/30 до С/10, если вы не делаете это слишком долго. При токе С/3 этим пределом является срок приблизительно в три дня. При таких условиях заряда нужно предусмотреть некоторый отвод газов в отличие от «нормального» режима подзарядки при токе С/10, когда выделяющийся кислород рекомбинирует внутри самого элемента. Существуют специальные «быстро заряжаемые» никель-кадмиевые элементы, спроектированные для заряда при токах от С/1 до С/3 в специальных зарядных устройствах, которые чувствуют условия полного заряда, используя текущий контроль температуры элемента (они имеют такой внутренний химический состав, что при достижении требуемого заряда быстро нагреваются). В отличие от ситуации со свинцово-кислотными батареями вы не можете надежно определить, когда никель-кадмиевый аккумулятор полностью зарядится, используя текущий контроль за напряжением на зажимах, поскольку оно меняется при бесконечно повторяемых циклах, температуре и скорости. Никель-кадмиевые аккумуляторы не должны заряжаться при постоянном напряжении, ни сохраняться «подзаряжаемыми» при фиксированном напряжении.

Вы можете приобрести удобные маленькие зарядные устройства никель-кадмиевых аккумуляторов у нескольких компаний, включая также и самих производителей батарей. Они, как правило, используются для заряда аккумуляторов всех популярных типов (D, С, АА и 9 В). Все никель-кадмиевые аккумуляторы имеют свои собственные патологии. Если вы похожи на нас, то, вероятно, возьмете с собой зарядное устройство для подстраховки от того, что ваш подзаряжаемый калькулятор неожиданно умрет при проведении, скажем, ревизии уплаты налогов. Как показывают графики (рис. 14.5), никель-кадмиевые аккумуляторы имеют эффекты «памяти», так что первый разряд после длительного периода подзарядки может быть плохим. Они являются критичными к подаче напряжения обратной полярности; таким образом, первый элемент, который заряжается, страшно страдает, если их последовательность полностью разряжена. Также никель-кадмиевые аккумуляторы не должны соединяться параллельно. Вы должны найти людей, помогающих различными «змеиными снадобьями», такими, как периодический «глубокий разряд» или ударная терапия в виде электролитического конденсатора большой емкости, разряжающегося через умирающий никель-кадмиевый аккумулятор. Хотя мы и скептически относимся к последнему средству, но периодический глубокий разряд полезен для здоровья никель-кадмиевого аккумулятора.

Рис. 14.5. «Глубокий разряд» восстанавливает «хорошее здоровье» никель-кадмиевой батареи.

Свинцово-кислотные. Эти многоцелевые батареи могут быть заряжены при приложении постоянного напряжения, при условии ограничения тока, постоянным током или используя что-нибудь среднее. При подзарядке ограниченным током и при постоянном напряжении вы подаете фиксированное напряжение (в типовом случае от 2,3 до 2,6 В на элемент); сама батарея первоначально получает высокий ток (вплоть до 2С), который затем падает, по мере того как она заряжается, окончательно достигая значения капельного тока, который и поддерживает саму батарею в полностью заряженном состоянии. Более высокое приложенное напряжение дает вам более быстрый заряд, но ценой большего зарядного тока и уменьшения общего времени жизни батареи. В наиболее простой реализации этого процесса можно использовать 3-контактный стабилизатор, такой, как 317, который обеспечивает питание ограниченным током при фиксированном напряжении. Заряд батареи можно поддерживать бесконечно при сохранении фиксированного «подзаряжающего» напряжения между 2,3 и 2,4 В на элемент (что соответствует капельному току от С/1000 до С/500). На рис. 14.6 показаны характеристики этих режимов. Эти заряжающие и подзаряжающие напряжения имеют мягкую температурную зависимость, которая должна быть отрегулирована на значение — 4 мВ/°С при работе на краях температурного диапазона.

Рис. 14.6. Избыточное подзаряжающее напряжение уменьшает срок службы батарей свинцово-кислотных аккумуляторов.

При подзарядке постоянным током (который не так часто используется) вы подаете фиксированный ток, как правило, от С/5 до С/20; напряжение на батарее по мере ее заряда постепенно возрастает, затем при достижении полного заряда наблюдается резкий его рост. В этой точке (соответствующей напряжению на зажимах 2,5 В/элемент) необходимо уменьшить ток, в типовом случае до фиксированного значения С/500, при котором будет поддерживаться полный заряд батареи бесконечно долго. Герметизированные свинцово-кислотные батареи будут иметь срок службы в течение 8-10 лет, когда их заряд производится при скорости С/500.

Прекрасный метод подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов предлагает так называемая двухшаговая процедура (рис. 14.7).

Рис. 14.7. Рекомендуемый цикл подзарядки батареи свинцово-кислотного аккумулятора («двухшаговый»).

После предварительного «капельного» заряда вы начинаете при высоком токе фазу «объемного заряда», при этом подавая высокий фиксированный ток I_макс до тех пор, пока напряжение на батарее не достигнет «избыточного» значения, U_изб. Затем это напряжение поддерживается на постоянном уровне U_изб при проведении текущего контроля (падающего) тока, до тех пор пока этот ток не достигнет значения «избыточного переходного тока» I_{изб-перех}. После этого вы поддерживаете постоянным «подзаряжающее напряжение» U_подзар, которое меньше, чем напряжение U_изб. Для 12-вольтовой свинцово-кислотной батареи с емкостью 2,5 А·ч типовые значения составляют: I_макс = 0,5 А, U_изб = 14,8 В, I_{изб-перех} = 0,05А и U = 14,0 В. Хотя смысл этой процедуры не очевиден, она приводит к быстрому и без повреждения подзаряду батареи. Фирма Unitrode изготавливает прекрасную ИС, а именно UC3906, которая имеет как раз все то, что необходимо для реализации этого процесса. Она даже включает в себя внутренний источник эталонного напряжения, который следит за температурными характеристиками, свинцово-кислотных элементов и требуется только внешний проходной р-n-р-транзистор и четыре устанавливающих параметры резистора.

Перспективность батарей и основные рекомендации. Как мы и утверждали вначале, это действительно хорошая идея проектировать прибор, используя популярную и легко доступную батарею. В верхней части перечня располагаются 9-вольтовые «транзисторные» батареи, известные под общим обозначением NEDA 1604 (1604 — LeClanche; 1604D — мощные; 1604А — щелочные; 1604М — ртутные; 1604LC — литиевые; 1604NC — никель-кадмиевые). Во всем мире вы можете купить 9-вольтовые щелочные батареи даже в любом отделе продуктового магазина (или открытого рынка).

Операционные усилители хорошо работают при напряжении питания +9 В; вы можете даже использовать ±4,5 В, если применить резистивный делитель и повторитель для формирования потенциала взвешенной «земли» (рис. 14.8; рассматривается дальше в разд. 14.08).

Рис. 14.8. Способ формирования с помощью единственной батареи источника питания с биполярным напряжением.

Существуют чудесные маленькие пластмассовые корпуса для приборов, которые заканчиваются внизу отделением для батареи на 9 В, поставку которых осуществляют многие фирмы-изготовители и по очень привлекательным ценам. Мы рекомендуем все-таки использовать щелочные элементы, а не цинко-угольные, поскольку они обладают улучшенными электрическими характеристиками, как это было показано ранее.

Новая литиевая батарея "Ultralife" фирмы Kodak с напряжением 9 В, которая выглядит как реальный победитель, имеет емкость 100 мА·ч, большую долговечность при хранении (сохраняя 80 % энергии после 10 лет хранения) и плоскую характеристику разряда (рис. 14.9). Разработчики в ней мудро используют 3 элемента, а не 2, так что напряжение на зажимах близко к 9 В, т. е. так же, как и у щелочной батареи. Наши предварительные измерения на ранних выборках показали, однако, в некоторой степени высокое внутреннее полное сопротивление.

Рис. 14.9. Кривые разряда 9-вольт батареи: «литиевая» — 3-элементная батарея "Ultralife" фирмы Kodak.

Семейство щелочных элементов типов АА, С и D имеет большую энергетическую емкость (и соответственно меньшее внутреннее полное сопротивление), чем 500 мА·ч батареи 1604А (в 3, 9 и 20 раз соответственно) и к тому же их легко получить. Но они отчасти менее удобны из-за проблем с хранением и с надежностью соединения при последовательном включении элементов. Каждый из нас замечал, что если потрясти тусклый карманный фонарь, то он обычно начинает светить ярче. Эта проблема связана с тенденцией некоторых разновидностей батарей (щелочных, ртутных) выращивать белый налет на своих зажимах (официально это называется «засаливание»).

Никель-кадмиевые батареи также продаются (хотя и не в каждой аптеке) в стандартных конфигурациях (АА, С, D и 9 В) для тех применений, где с точки здравого смысла обосновано использование аккумуляторов. Но при этом вы получите только около 25–50 % энергетической емкости и уменьшенное напряжение батареи (1,2 В против 1,5 В на элемент у щелочных).

Литиевые батареи имеются в наличии в тех же самых стандартных модификациях, хотя они обеспечивают 3 или более вольта на элемент. Большинство фирм-изготовителей также снабжает их залуженными выводами с целью обеспечения более надежного соединения; это имеет смысл, учитывая их продолжительный срок службы. Литиевые элементы также выпускаются в виде плоской «таблетки» с лужеными выводами, для использования в качестве батарейной поддержки КМОП-памяти или для питания календаря часов. Литиевая батарея на напряжение 9 В имеет прекрасную особенность, а именно позолоченные защелкивающиеся выводы, обеспечивающие более надежное соединение. Посмотрите наши предостережения о склонности литиевой батареи к взрывам.

В большинстве магазинов фототоваров даже маленьких городов вы можете найти широкий подбор ртутных, серебряных и литиевых элементов. Они используются в фотокамерах (и калькуляторах, и часах) и отличаются, как правило, разнообразием «таблеток». В качестве примера можно привести популярный ртутный элемент типа 625, едва ли больше, чем пуговица на куртке, при этом свежий элемент имеет емкость 250 мА·ч. Еще меньший по размеру элемент 76 на окиси серебра (а энергетически он эквивалентен ртутному элементу типа 675) имеет интересную особенность, а именно — это аналог литиевого 3-вольтового элемента (NEDA 5008L) того же диаметра и удвоенного веса, предназначенный для замены пары 1,5-вольтовых элементов. При этом напряжении можно непосредственно обеспечить работу КМОП логических схем, а также питать низковольтовые операционные усилители, такие, как LM10, серии ICL7610 и многофункциональные серии «Линейных КМОП» операционных усилителей фирмы TI (серии TLC251-254) и компараторы (TLC372/4, TLC339/393 и TLC3702/4).

Если же для вашей прикладной задачи требуется подзаряжаемость и высокий пиковый ток герметизированных свинцово-кислотных батарей или какой-либо экзотический вид гальванического элемента, вы должны, как правило, связаться с фирмами-изготовителями этих батарей или их дистрибьюторами. Что касается названий, то такие фирмы, как Gates, Powersonic и Yuasa специализируются по свинцово-кислотным аккумуляторам. Фирмы Duracell и Everyday доминируют на рынке гальванических элементов. Все эти компании предлагают полезные и обширные руководства по применению батарей.

В следующих разделах мы рассмотрим альтернативные источники питания маломощного оборудования, а именно, включаемые в розетку блоки питания, солнечные элементы и сигнальные токи. Важно напомнить, что каждый из этих источников питания можно использовать для зарядки аккумуляторов. Например, популярные «установленные сзади» термостаты, которые на ночь выключают свой нагреватель, используют высокоимпедансный сигнальный переменный ток через реле на напряжение 24 В для зарядки никель-кадмиевых батарей, которые поддерживают работу тактового генератора в течение того периода, когда реле включено (рис. 14.10).

Рис. 14.10. «Устанавливаемый сзади» термостат.

В табл. 14.3 подытоживается наша информация по сравнению параметров различных типов батарей гальванических элементов.

14.03. Включаемые в розетку блоки питания

Калькуляторы, модемы, магнитофоны, телефонные наборные устройства, компактные измерительные приборы и еще множество маломощных устройств попадают к нам вместе с семейством черных квадратных включаемых в розетку блоков питания (рис. 14.11).

Рис. 14.11. Включаемые в розетку источники питания.

_{(С любезного разрешения фирмы Ault, Inc.)}

Хотя маркировка на них обычно предупреждает, что их можно включать только с теми приборами, для которых они предназначены, вы можете приобрести эти блоки (с разнообразными техническими характеристиками) как в крупных, так и в небольших партиях (дистрибьюторы типа фирмы Radio Shack и Digi-Key; каждая имеет на своих складах несколько типов). Лучшие новинки обладают невероятно низкой стоимостью: включаемый в розетку блок питания (9 В нестабилизированного постоянного напряжения, ток 500 мА) стоит в больших партиях приблизительно 2,5 долл.

Включаемые в розетку блоки представляют хороший выбор источника питания для небольших приборов, которые потребляют несколько больше энергии, чем могут обеспечить батареи или для поддержания их подзаряжаемых батарей в заряженном состоянии. Они дешевле, чем встраиваемые в прибор дискретные или модульные блоки питания, и использование их позволяет экономить объем и отводить тепло (и вынести высокое напряжение) за пределами самого прибора. Кроме того, они обычно удовлетворяют требованиям по безопасности UL и CSA, что особенно важно, если вы хотите продавать ваш прибор, не проводя растянутый по времени процесс сертификации.

Включаемые в розетку блоки питания выпускаются в трех разновидностях: простые понижающие трансформаторы, нестабилизированные источники постоянного тока с фильтрами и качественные стабилизированные источники питания (как линейного, так и импульсного типа). Все они выпускаются с широкой номенклатурой напряжений и токов, а стабилизированные источники питания имеют даже полезные сочетания выходных напряжений, например, +5В(1 А)и +15 В (250 мА). Они имеют, кроме того, и обычные свойства интегральных стабилизаторов, а именно ограничение тока и защиту от перегрева. Вы можете заказать их в виде включаемого в розетку блока с тремя штырями (один заземляющий) и различными выходными разъемами; многие из более крупных блоков также выпускаются в виде автономных настольных блоков с кабелем питания от сети переменного тока. Одно слово о предосторожности: имеются нестандартизированные типы разъемов и значения номинальных значений напряжений. Действительно не существует даже стандартизации полярности! Таким образом, без всяких усилий можно сжечь прибор при ошибочном подключении блока к нему. Берегитесь!

Большую серию таких высококачественных включаемых в розетку блоков питания выпускает фирма Ault (Minneapolis, MN). По недорогим блокам питания посмотрите каталоги Condor (Sunnyvale, СА) или Multi Products International (Cedar Grove, NJ). Отметьте галочкой EEM (см. библиографию) адреса и другие фирмы-изготовители.

14.04. Солнечные элементы

Сочетание свинцово-кислотной или никель-кадмиевой батареи с кремниевыми солнечными элементами образует хороший источник питания для приборов с умеренным потреблением мощности, которые должны быть развернуты в удаленных местах и в течение продолжительного периода времени. Например, вы могли бы захотеть использовать бакен, который производит измерения в океане и периодически их передает. Если средняя мощность потребления составляет 1 Вт, то гальванические элементы становятся недопустимо громоздкими (вы должны иметь для употребления 500 щелочных D-элементов в течение года). Полный солнечный свет после прохождения атмосферы доставляет на землю приблизительно 1 кВт мощности на квадратный метр площади; после учета коэффициента полезного действия солнечных элементов (они имеют КПД приблизительно 10 % при работе на надлежащую нагрузку), длительности светового дня и цикличности погоды в средне-северных широтах (где среднее значение 100 Вт/м² зимой и 250 Вт/м² летом) вы можете получить среднюю мощность 25 Вт (в июле) или 10 Вт (в январе) на квадратный метр с высококачественных солнечных элементов, которые стоили в 1986 г. приблизительно 800 долл. При ярком солнечном свете такие солнечные модули вырабатывают до 100 Вт на согласованную нагрузку.

С блоком аккумуляторов для хранения энергии (свинцово-кислотные лучше, чем никель-кадмиевые, поскольку они имеют больший срок службы и рабочий диапазон температур) вы можете снимать среднюю мощность почти непрерывно; свинцово-цинковые элементы обладают в типовом случае КПД 70–80 %, и поскольку все факторы (включая погоду) учтены, то вы можете снимать мощность около 8 Вт на квадратный метр (зимой) и до 20 Вт на квадратный метр (летом), в среднем до 24 часов в сутки.

Для маломощных приборов, которые должны работать только при ярком свете, вы можете не включать батарею. Питаемые от солнечного света КМОП-калькуляторы с индикатором на жидких кристаллах являются преимуществом везде.

Вольт-амперные характеристики. Кремниевые солнечные элементы имеют простую и очень полезную вольт-амперную характеристику. Она показывает, что напряжение холостого хода практически не зависит от уровня света и в среднем составляет 0,5 В на элемент; сама же кривая UI — это просто перевернутая характеристика диода (рис. 14.12).

Рис. 14.12. Зависимость выходного напряжения солнечного элемента от тока нагрузки представляет собой просто перевернутую кривую U-I диода.

Типовые солнечные панели состоят из 36 последовательно соединенных элементов при напряжении холостого хода около 18 В. Напряжение на зажимах остается практически постоянным пока ток нагрузки увеличивается вплоть до своего максимального значения, при котором солнечный модуль становится источником постоянного тока, коим и остается при дальнейшем уменьшении полного сопротивления нагрузки. Этот максимальный ток изменяется в линейном масштабе пропорционально уровню света, давая набор характеристических кривых, как это изображено на рис. 14.13.

Рис. 14.13. Зависимость выходных параметров солнечного элемента от освещенности.

_{(MSVM4011 фирмы Solavolt)}

Солнечные элементы работают хорошо при пониженных температурах, поскольку напряжение холостого хода падает при увеличении температуры (рис. 14.14).

Рис. 14.14. Зависимость выходных параметров солнечного элемента от температуры.

_{(MSVM4011 фирмы Solavolt)}

При фиксированном уровне светового потока вырабатывается максимальная мощность, когда в рабочей точке обеспечивается максимальное произведение UI; другими словами, это точка, где кривая UI касается семейства гипербол (постоянное произведение UI), вычерченных на тех же осях. Проще говоря, это излом кривой UI. Поскольку полное сопротивление нагрузки, которое соответствует этому излому, быстро меняется в соответствии с уровнем светового потока, вы не можете надеяться сохранить оптимальное значение нагрузки (которое могло бы быть полным сопротивлением нагрузки, увеличивающимся обратно пропорционально уровню светового потока или другими словами нагрузка, которая отбирает ток пропорционально уровню светового потока при примерно постоянном напряжении). Однако в случае маломощных прикладных задач это не так существенно, что нагрузка отбирает максимальную мощность — собственно говоря это означает, что сама нагрузка записывается при нормальных условиях по световому потоку. Это, например, случай питаемых от солнечных батарей калькуляторов, в которых КМОП-схемы потребляют такой незначительный ток, что имеется резерв мощности, кроме случаев очень низких уровней светового потока. Из-за широкого диапазона напряжений питания «высоковольтной» КМОП ИС 740/4000В (от 3 до 18 В) и того факта, что солнечные элементы имеют напряжение холостого хода, которое относительно независимо от уровня светового потока, вам нет необходимости использовать любые стабилизаторы напряжения; питая КМОП-схему непосредственно от самого солнечного модуля, конечно через шунтирующий конденсатор. Типовой небольшой солнечный модуль, такой, как, например, Solarex SX-2, обеспечивает ток 290 мА при напряжении 8,5 В при солнечном свете и имеет напряжение холостого хода 11В; его можно использовать нестабилизированным для питания высоковольтных КМОП-схем или совместно со стабилизатором для любого семейства логических схем с напряжением питания +5 В.

В любом случае тогда используются аккумуляторы для хранения электрической энергии, при этом стоит отметить довольно хорошее согласование UI характеристик солнечного элемента с требованиями по заряду свинцово-кислотных элементов. Солнечный модуль обеспечивает примерно постоянный ток заряда в разряженной батарее, переходя к режиму постоянного «подзаряжающего» напряжения в конце цикла заряда батареи. Температурный коэффициент напряжения холостого хода (—0,5 %/°С) является приемлемо согласованным с рекомендованным температурным коэффициентом напряжения подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов (—0,18 %/°С). Итак, некоторые изготовители источников питания выпускают солнечные модули, которые предназначены непосредственно для подзарядки свинцово-кислотных аккумуляторов, например М65 фирмы Агсо (2,9 А, 14,5 В). Более же обычный путь — это согласовать солнечные модули с зарядами/подзарядными характеристиками свинцово-кислотных аккумуляторов с помощью схемы последовательного или параллельного стабилизатора, спроектированного специально для этих целей.

Многие солнечные модули и спроектированы для работы в таком режиме, с 20 В напряжения холостого хода и модулем согласующего стабилизатора для зарядки 12-вольтовых аккумуляторов. Стабилизатор переключает режим с зарядки на температурно-компенсированную подзарядку при автоматическом отключении нагрузки, если напряжение на батарее падает слишком низко. Эти системы выпускаются и на напряжения кратные 12 В (24 В, 36 В, 48 В и т. д.), и вы можете приобрести к ним дополнительные принадлежности, такие, как инверторы на 60 Гц (для получения переменного тока) или питаемые от постоянного тока криостаты, чердачные вентиляторы и др.

Некоторые из наиболее известных имен фирм — изготовителей солнечных модулей и систем на них — это Агсо Solar (Chatsworth, СА), Mobil Solar (Waltham, MA), Solarex (Rockville, MD) и Solavolt (Phoenix, AZ).

14.05. Сигнальные токи

He следует забывать и о возможности применения сигнальных токов для питания микромощных приборов. Четыре из наиболее общих благоприятных возможностей осуществления этого (см. рис. 14.15): а) постоянный ток удержания, протекающий в телефонной цепи, т. е. в режиме «поднятой трубки» (ответ абонента), б) напряжение переменного или постоянного тока, поступающее с релейной схемы, когда она не потребляет энергию, в) постоянный ток 4-20 мА, используемый в промышленной системе сигнализации с токовым контуром и г) последовательный порт RS-232 с биполярными сигналами «квитирования установления связи» (RTS, DSR и др.).

Рис. 14.15. Питание прибора от сигнальных токов: четыре структурные схемы, а — ток удержания телефонной линии; б — ток через катушку реле; в — ток контура от 4 до 20 мА; г — сигналы интерфейса стыка RS-232.

В первых двух структурах ваш источник мощности присутствует только часть времени - мощность пропадает, когда телефонная трубка повешена (режим «опущенной трубки») или когда релейная схема питается от вашего прибора. Если же вам мощность требуется постоянно, необходимо использовать перезаряжаемые аккумуляторы, заряд которых происходит только в течение периода присутствия мощности; для очень маломощных по току нагрузок альтернативой является использование «двухслойного» конденсатора с высоким значением емкости (вплоть до 5 Ф), аналогичный тип конденсатора используется и для сохранения содержимого КМОП-памяти.

Каждый из этих источников мощности имеет довольно строгие ограничения по податливости напряжения или по максимальному току. Далее приводятся их характеристики и некоторые рекомендации по поводу такого паразитного использования этих источников питания.

Питание от телефонной линии. Существует несколько различных состояний, в которых телефонная линия может находиться в зависимости от того в каком положении находится ваш телефонный аппарат и какие мероприятия проводит телефонная компания. Центральная телефонная станция (или эквивалентная соседняя) прикладывает различные постоянные (и переменные) напряжения к контактам двухпроводной телефонной линии (обозначенные как «штырь» и «кольцо») в течение различных этапов установления соединения (рис. 14.16).

Рис. 14.16. Режимы функционирования и испытания телефонных систем.

В незанятом состоянии линии центральная станция телефонной компании прикладывает —48 (±6) В постоянного напряжения, подаваемого через последовательный резистор с сопротивлением от 500 до 2500 Ом в контакт «кольцо», и нагружает линию через контакт «штырь» на землю через резистор с сопротивлением от 0 до 710 Ом. Кроме того, в типовом случае имеется вплоть до 1300 Ом внешнего линейного сопротивления между центральной телефонной станцией и вами («абонентом»). Когда вы поднимаете трубку, центральная телефонная станция переходит в режим набора номера, при этом вырабатывается тональный сигнал готовности, прикладывается постоянное напряжение от —43 до —79 В через последовательно включенный резистор 200 ±50 Ом к контакту «кольцо» и производится замыкание контакта «штырь» на землю через такое же полное сопротивление. Аналогичные постоянное напряжение и полные сопротивления источника присутствуют и в разговорном режиме (т. е после того, как соединение установлено), хотя телефонная компания может, и это их право, изменить полярность прикладываемого к контакту «кольцо» постоянного напряжения. Естественно, в режиме переговоров в линии также присутствуют накладываемые на это постоянное напряжение звуковые сигналы, передача которых и является основной задачей телефонии!

Существуют два других состояния линии. Во время звонка (вызова) телефонная компания подает сигнал частотой 20 Гц и среднеквадратичным значением 86 ± 2 В, сверх обычных —48 В постоянного смещения. Как и это постоянное напряжение вызывающий сигнал переменного тока прикладывается к контакту «кольцо». Официальные требования по вызову следующие: тональные посылки длительностью 2 с с интервалами 6 с. Во время режима испытания телефонная компания подает различные сигналы постоянного и переменного тока, с тем чтобы иметь уверенность, что линия функционирует надлежащим образом. Они могут подавать постоянные напряжения в диапазоне —165 + +202 В и переменные напряжения вплоть до 45 В среднеквадратичного значения между любой парой жил (кольцо, штырь, земля) в режиме положенной трубки и вплоть до 54 В постоянного тока от источника с полным сопротивлением 10 Ом в режиме снятой трубки.

Телефонная компания также регламентирует диапазон наводимых грозовыми разрядами «высоковольтных выбросов напряжения», которые вы можете обнаружить на своих телефонных линиях. В типовом случае они достигают нескольких тысяч вольт при токе в несколько сотен ампер; оборудование, подключенное к телефонной линии, должно иметь устройства подавления этих переходных процессов, так чтобы пережить эти импульсы. Кроме того, телефонная компания точно обозначает и «очень высоковольтные выбросы напряжения», которые могут возникнуть при очень близком ударе молнии. При этом могут наводиться напряжения до 10 кВ и токи до 1000 А и идея защиты состоит в том, чтобы, даже если ваше оборудование поджарится, никто не должен пострадать. Таким образом, технические требования устанавливают, что само оборудование не должно разлетаться в куски, вызывать возгорание или убивать кого-нибудь током.

Допустимые нагрузки точно устанавливаются в терминах «индекса эквивалентности вызывного звонка» (REN). Обычные телефонные аппараты имеют REN порядка 1,0 А, что соответствует следующим параметрам: а) в режиме опущенной трубки сопротивление по постоянному току 50 МОм, а полное сопротивление по переменному току устанавливается выше заданной кривой зависимости полного сопротивления от частоты (соответствует поддержанию |Z| > 125 кОм в диапазоне частот от 4 Гц до 3,2 кГц, хотя оно и может быть существенно ниже на определенных частотах и напряжениях), б) в режиме поднятой трубки характеристике по постоянному току, которая задается внутри приемлемого диапазона, указанного на рис. 14.17 (или которое измеряется как 200 Ом или меньше), и в) импеданс в режиме поднятой трубки, который составляет приблизительно 600 Ом в диапазоне частот от 200 Гц до 3,2 кГц (что, как правило, определяется через коэффициент отражения, при условии подачи сигнала от источника с внутренним сопротивлением 600 Ом и составляет по крайней мере 3,5 дВ в диапазоне от 200 Гц до 3,2 кГц и 7 дБ — в диапазоне от 500 Гц до 2,5 кГц).

Рис. 14.17. Допустимые условия по нагрузке в телефонной линии в режиме «поднятой» трубки. Незаштрихованная область доступа, спустя 1 с после поднятия трубки.

_{(Из Bell System Tech. Ref., Pub. 47001.)}

Подключаемые к телефонной линии нагрузки должны быть по постоянному току изолированы от шины земли (50 МОм в режиме опущенной трубки и 250 кОм в режиме поднятой трубки). Общий REN допускается в пределах вплоть до 5,0 А, т. е. полное сопротивление нагрузки составляет 1/5 от выше приведенных значений. Сама телефонная компания требует уведомлять ее о вашем общем увеличении REN нагрузки. Из предварительно приведенных данных следует, что абонент не должен претендовать на получение тока в режиме опущенной трубки и минимальное мостовое сопротивление по постоянному току 50 МОм (для REN равного 1,0 А) является существенным техническим требованием по утечке - 50 МОм соответствуют току 1 мкА. Тем не менее при тщательном проектировании и подборе элементов вы можете поддержать КМОП-схемотехнику (цифровую или аналоговую) в состоянии покоя при токе в несколько микроампер, и иметь ее «проснувшейся» при снятии телефонной трубки. Используйте небольшой танталовый электролитический конденсатор (или «двухслойный» конденсатор энергетической поддержки памяти, имеющийся в крошечных корпусах и с емкостью до 5 Ф), для сохранения состояний, в течение набора номера или других переходных процессов. В разговорном режиме при поднятой трубке вам гарантируется постоянное напряжение 6 В (7,8 В спустя несколько секунд) при минимальном токе в 26 мА (см. рис. 14.17), который достаточен для функционирования большинства из микромощных схем; это вполне сравнимо с питания от батареи на 9 В.

С помощью микромощного стабилизатора с низким падением напряжения на нем, такой, как LP2950 (80 мкА ток покоя, 0,4 В падения напряжения при 100 мА тока в нагрузке), вы можете обеспечить питание цифровых схем от стабилизированного источника питания напряжением 5 В, как это показано на рис. 14.18. Если вы можете быть уверены в получении регулярных циклов функционирования в режиме поднятой трубки, то можно использовать имеющийся избыточный ток для поддержания подзаряжаемых батарей в заряженном состоянии. Например, если у вас имеется час режима поднятой трубки в течение дня, вы постоянно можете отбирать приблизительно миллиампер тока.

Рис. 14.18. Стабилизированный источник питания на сигнальном токе в режиме поднятой трубке (элементы защиты не показаны).

Предупреждение. Перед тем как приступить к проектированию любого прибора с непосредственным подключением к телефонной линии, будьте уверены в получении уместных технических характеристик. Вы должны удовлетворять требованиям устава ФКС (федеральная комиссия связи), который включает процедуры испытания и сертификации. Не принимайте на веру, что технические характеристики, предлагаемые в этой главе, являются корректными.

Релейные схемы. Те популярные «установленные сзади» термостаты, которые убавляют нагрев ночью и включают его снова за полчаса до вашего подъема, используют небольшую мощность переменного тока, которую можно отвести от релейной схемы без замыкания самого реле. Типовые механические реле управления потребляют ток в 100 мА или более при номинальном переменном напряжении на катушке 24 В и можно рассчитывать, что они останутся в разомкнутом состоянии при 10 % от этого нормального тока через катушку. Таким образом, вы можете получить 10 мА или около того при почти 24 В переменного напряжения для питания вашего прибора. Не забудьте включить подзаряжаемые элементы (или возможно конденсатор для сохранения содержимого памяти, если это все, что требуется), поскольку источник питания пропадает, когда замыкаются контакты подключения реле к источнику питания. На рис. 14.10 дана иллюстрация этой идеи.

Промышленные токовые контуры. В промышленных условиях существует стандарт для токовых контуров системы сигнализации, в которых удаленный датчик (скажем, термопара; см. разд. 15.01) передает свои измерения посредством преобразования их в аналоговый ток, который тогда протекает в контуре.

Постоянное смещение этого контура обычно обеспечивается на приемном конце (рис. 14.15, в). Существуют два стандарта, а именно полномасштабные диапазоны от 4 до 20 мА и от 10 до 50 мА. Стандарт 4-20 мА является более популярным и обычно использует постоянное смещение в 24 В (хотя иногда и выше). Для упрощения часто желательно использовать ток сигнализации для питания расположенных на удаленном конце электронных схем. С этой целью вы можете использовать напряжение смещения в контуре для организации системы питания.

Имеющиеся коммерческие модули для системы токовых контуров, как правило, требуют, чтобы получатель данных обеспечивал максимальное сопротивление нагрузки R и минимальное постоянное смещение U_см, такие чтобы (U_см — 12 B)/R_см было равно полномасштабному току. Другими словами, удаленный модуль может давать падение напряжения на себе вплоть до 12 В несмотря на то, что прикладывается полномасштабный ток контура. Конечно, сам модуль должен сохранять работоспособность, когда посылается в контур ток, соответствующий минимальному выходному сигналу. Итак, нижней границей является то, что вы уже имеете в наличии, т. е. по крайней мере напряжение 12 В при токе 4 мА для питания вашего оборудования; вы можете получить и больше, но не следует рассчитывать на это. Это избыток для даже более сложных схем, если вы тщательно проведете практическое микромощное проектирование.

Сигналы последовательного порта RS-232. Сам стандарт RS-232C/D определяет двухполярные сигналы данных и управления с существенной нагрузочной способностью (см. разд. 10.19); вы можете использовать один из сигналов управления (или даже сигнал данных) для питания маломощной схемы.

Официально выходной сигнал должен быть способен формировать уровни напряжения от ±5 до ±15 В на сопротивлении нагрузки от 3 до 7 кОм. Формирователи сигналов стыка RS-232 в общем случае, как правило, имеют выходное полное сопротивление в несколько сотен ом при ограничении по току в пределах от 5 до 15 мА. Для того чтобы подключить паразитное устройство к этому источнику питания, вы должны модифицировать свое программное обеспечение так, чтобы поддерживать заданную линию управления в известном (и стабильном) состоянии. Вы можете использовать даже пару управляющих линий, если они доступны, для получения двухполярного источника питания (+5 В, мин.). Напомним, что сигналы управления (RTS, DTR и др.) поддерживаются на ВЫСОКОМ уровне, который является обратным по отношению к сигналам данных.

Поскольку имеется обычно изобилие коммерческих источников переменного тока вокруг компьютера, вам по существу не следует делать любые сверхестественные ухищрения для высасывания «жизненных сил» из 25-контактного D разъема стыка. Однако для простой схемы последовательного порта — это элегантный источник питания. Вы можете приобрести коммерческие интерфейсы и модемы, которые работают таким образом.

Как мы уже рассмотрели в гл. 9, имеется несколько КМОП-серий; выбор лучшей же серии зависит от вида конкретной прикладной задачи. Они представлены в табл. 9.1.

Серии 4000В/74С. Эта В - серия представляет собой модернизацию исходной КМОП-серии с металлическим затвором, в паспортных данных на которую указано, что она может функционировать при напряжениях источника питания от 3 до 15 В. Работа при предельном напряжении 3 В допустима, но, однако, сопряжена с высоким значением Z_вых, плохой помехозащищенностью и малым быстродействием. На практике минимальное напряжение питания составляет 5 В. На верхнем же краю диапазона напряжений источника питания при переключении возникает значительный ток режима класса А и отмечается большая склонность к внезапному выходу схемы из строя от всплесков напряжений в цепи источника питания. Эти КМОП-семейства являются довольно привлекательными в смысле производительности выходного каскада, а именно ток в 1 мА или меньше при напряжении питания 5 В. Серия 74С по электрическим параметрам эквивалентна серии 4000В, включая и диапазон напряжений источника питания, но с реализацией логических функций и расположением контактов, как у 74 серии ТТЛ. Фирма Fair-child предлагает улучшенную серию — «Изопланарную С» (более быстродействующая при том же самом диапазоне напряжений), что делает и фирма Philips/Signetics (называется «LOCMOS» — МОП-структура с использованием локального окисления). Это единственная КМОП-серия, которая может работать в широком диапазоне наряжений питания; она идеальна при организации питания непосредственно от батареи с напряжением 9 В.

Серии 74НС и 74АС. «Быстродействующая» КМОП-серия с поликремниевым затвором (по быстродействию AС = 74LS, АС = 74F/74AS) работает в диапазоне напряжений питания от 2 до 6 В (или от 1,5 до 5 В) и на самом деле точно ориентирована на этот диапазон. Эти приборы являются достаточно сильными с хорошей защитой входных цепей и кажущейся свободой от ключевого режима с фиксацией состояния (тиристорного эффекта). Они имеют КМОП-пороги (т. е. половина напряжения U_CC) и размах уровней выходного сигнала, равный напряжению питания. Сама AС-серия реализует большинство функций популярной серии 4000В (например, 74НС4046), а также функций обычной серии 74LS.

Серии 74НСТ и 74АСТ. Это варианты серий НС и АС, но с входными ТТЛ-порогами для обеспечения совместимости с ТТЛ-приборами, т. е. когда в одной схеме требуется взаимодействие ТТЛ- и МОП-приборов. Поскольку микромощные схемы, как правило, не имеют каких-либо биполярных ТТЛ-приборов, вы всегда можете выбрать серию НС/АС, учитывая ее большую помехозащищенность. Для НСТ- и АСТ-приборов требуется питание 5 В ± 10 %.

Схемы специального назначения с низким порогом. Как мы покажем ниже, мощность рассеивания КМОП-приборов в динамическом режиме пропорциональна корню из напряжения питания. Это мощный (!) стимул для работы при низком напряжении источника питания, что является основанием для использования в наручных часах субмикроваттных кристаллов (напряжение источника питания 1,5 В) с функцией генератор/делитель. Эти замечательные ИС могут быть очень полезны и не только из-за дешевизны вследствие их крупносерийного производства.

M²L (логика Микки Маус). Не будем проводить обзор возможностей по использованию нескольких дискретных элементов для формирования или инвертирования логического уровня; на рис. 14.37 эта идея представлена. Это может быть в особенности полезно в тех случаях, когда вам необходимо обеспечить интерфейс между схемами с различными напряжениями источника питания. Вы можете даже создать импровизированные вентили и пр., добавляя на выходах диоды или параллельные транзисторы.

Рис. 14.37.

Выбор семейства. Используйте серию 4000В/74С, если для вас безразличны быстродействие или высокий уровень выходного тока или если вы хотите использовать нестабилизированные или высоковольтные напряжения источника питания. Воспользуйтесь серией НС (или АС), если требуется быстродействие или производительность по выходу, но следует отметить ее более ограниченный диапазон напряжений питания. Семейства АС (и ACT) привносят больше проблем вследствие емкостной связи и отражения (эффекты длинной линии), а также переходных процессов в цепи источника питания (колы), что обусловлено крутыми фронтами сигналов и «здоровенной» нагрузочной способностью выходных формирователей. Их следует по возможности избегать, если только без них абсолютно нельзя обойтись. Как правило, избегайте приборов с порогами ТТЛ (НСТ, ACT), если только они не предназначены для обеспечения сопряжения с биполярными ТТЛ-схемами или схемами на n-МОП БИС с логическими ТТЛ-уровнями.

14.16. Обеспечение работы КМОП-схем в маломощном режиме

Имеется несколько типовых рекомендаций, которых следует придерживаться для того, чтобы добиться работы КМОП-приборов в режиме с низким значением тока. Кроме того, стоит расширить вашу осведомленность о патологиях КМОП-технологии.

Типовая процедура проектирования.

1. Обеспечьте в схеме как молено меньше точек с высокочастотными сигналами. КМОП-схемы не имеют тока покоя (иная природа, чем у тока утечки), но при переключении требуется ток для заряда внутренних (и нагрузочных) емкостей. Поскольку энергия, запасенная в конденсаторе, определяется как 1/2 CU₂ и равна количеству энергии, рассеянной резистивной цепью заряда, то рассеянная мощность определяется следующим образом:

P = U²_CCfC,

где f — частота переключений.

Следовательно, КМОП-приборы потребляют мощность пропорционально их частоте переключений, как показано на рис. 14.38 (сравните с рис. 8.18).

На их максимальной рабочей частоте они могут потреблять больше мощности, чем эквивалентные ТТЛ логические схемы. Эффективная емкость С зачастую приводится в паспортных данных и именуется как «емкость мощности рассеяния», к которой вы должны добавить и емкость нагрузки С_н, а уж затем пользоваться приведенной выше формулой.

Рис. 14.38. Динамическая мощность потребления КМОП-схем.

2. Внутри самой схемы поддерживайте все напряжения U_CC и U_ИИ одинаковыми. В противном случае вы можете иметь ток, протекающий через входные диоды защиты. Даже хуже, вы можете перевести кристалл в тиристорный ключевой режим с фиксацией состояния (см. приведенные ниже патологии).

3. Позаботьтесь о том, чтобы размахи логических сигналов достигали уровней напряжения питания (максимальный перепад напряжения).

Перепады выходных сигналов КМОП-схем имеют максимальное значение. Уровни же выходных сигналов других приборов — биполярных ТТЛ-схем, генераторов, n-МОП-кристаллов — могут находиться где-то посередине, что приводит к появлению тока режима класса А и снижению помехоустойчивости.

4. Не оставляйте свободными входные контакты. Неподключенные входы являются «врагами» микромощного режима работы, поскольку могут вызвать значительный ток режима класса А (и даже генерацию), как только плавающий потенциал на входе достигнет уровня логического порога. Привяжите неиспользуемые входные контакты к шине земли (или U_CC, если это не приведет к чему-нибудь нежелательному).

5. Приведите в порядок нагрузки с тем, чтобы сохранить в нормальном состоянии низкое значение тока потребления. Привязки к верхнему и нижнему уровням, светодиоды и выходные формирователи должны быть подключены так, чтобы в обычном состоянии ток был минимальным. Таким образом, например, используйте n-р-n- (а не р-n-р) транзистор для подключения высоковольтной нагрузки к узлу, который большую часть времени находится в низком состоянии.

6. Избегайте медленных переходов. Снова ток режима класса А является основным виновником. Входной сигнал синусоидальной формы, поступающий на КМОП-триггер Шмитта, может привести к большому потреблению тока от источника питания.

7. Введите токочувствительные резисторы в цепь питания U_CC. При отказах определенного вида (см. ниже), в частности, которые приводят к статическим повреждениям, КМОП-кристалл может потреблять чрезмерный ток покоя; с помощью 10-омного резистора, включенного на каждой плате последовательно в цепь U_CC (шунтированный со стороны нагрузки), можно легко выявить эту ситуацию. Подключение такого резистора к каждому кристаллу (обычно в этом случае нет необходимости в шунтировании) позволяет вам быстро обнаружить неисправный кристалл (рис. 14.39).

Рис. 14.39. Считывание тока питания («токовый шпион»).

8. Экранирование тока покоя. Типовой логический КМОП-кристалл серии НС или 4000В имеет точно определенный ток I_п, равный 0,04 мкА (тип.) и 5 мкА (макс). В большинстве случаев редко ток покоя имеет максимальное значение, но иногда это может произойти. Если вы работаете на низких частотах переключений (следовательно, низкий динамический ток) и требуется сравнительно низкий ток покоя, то вам может потребоваться экранирование входных кристаллов. Использование небольших последовательных резисторов, как рекомендовано выше, делает эту задачу гораздо более легкой. Мы отмечали, что в случае КМОП БИС (такие, как память большого объема) типовое значение тока покоя может быть близко к техническим требованиям фирм-изготовителей по максимальному току утечки — остерегайтесь!

9. Блокировка источника питания по превышению лимита времени. Вы можете сэкономить много мощности, если позаботитесь о том, чтобы прибор выключался, когда его никто не использует. На рис. 14.40 показана простая КМОП-схема блокировки по превышению лимита времени, которая отключает коммутируемый источник питания с напряжением +9 В через час после включения прибора.

Рис. 14.40. «Выключение источника питания через час».

Вы должны были бы предусмотреть это в переносном приборе (например, универсальном измерительном приборе). Он использует схему 4536-генератор/делитель/одновибратор для сброса триггера, который управляет источником питания прибора. Схема работает при напряжении +3 В, с тем чтобы поддерживать потребление тока на уровне ниже 5 мкА. Использование выхода одновибратора предотвращает логические гонки (фронтов сигнала) и импульсы, а цепь «8-шунтирование» используется для тестирования схемы с помощью укорачивания этой задержки до 15 с. КМОП-ключи при низком токе покоя обеспечивают легкое сопряжение с источником питания.

Патологии КМОП-технологии и виды отказов. КМОП-схемы странно ведут себя в некоторых обстоятельствах, они могут отказывать самыми сверхестественными способами. Один из видов отказа — это катастрофическое увеличение их мощности рассеяния. Далее дается их краткое изложение.

1. Тиристорный ключевой режим с фиксацией состояния. Это главная угроза для маломощного режима работы. Кремниевая подложка образует диодные переходы с элементами КМОП-схемы, образуя паразитную схему тиристорного типа (рис. 14.41), которая может включиться в тяжелых условиях. Она потребляет ток, как правило, 20-200 мА (большее значение для более новых КМОП-семейств) через входные (или выходные) диоды защиты (рис. 3.50), что обеспечивает включение паразитного тиристора.

Рис. 14.41. Паразитный 4-слойный однооперационный тринистор, образующийся в КМОП интегральных схемах.

_{(Из. Арр. Note 339. National Semiconductor Corp.)}

Раз он остается в тяжелых условиях по электропроводности цепи питания, с напряжением приблизительно 1 В (от источника питания на землю), то это часто приводит к разрушению самой ИС (или даже источника питания). Для предотвращения этого тиристорного ключевого режима с фиксацией состояния, спроектируйте ваши схемы с последовательными входными токоограничивающими резисторами, которые устанавливаются в таких местах, как внешние входы, входы, которые могут быть перегружены, выходы, с которых сигналы выходят за пределы платы или в другие части схемы, питание которых производится от отдельных источников. Неблагоприятные условия по нагрузкам, которые могут возбуждать токи в КМОП выходных цепях, являются потенциальными причинами ключевого режима. Например, использование токового выхода КМОП цифро-аналогового преобразователя (работающего от напряжения +5 В и земли) для запитывания контакта суммирования ОУ (питание которого осуществляется от биполярного источника) кажется достаточно «разумным» решением; но при включении питания вы можете получить мгновенный ток, втекающий в этот вход ОУ, что переводит ЦАП в ключевой режим. Решением здесь может быть добавление диода Шоттки, подключенного на землю. (Новейшие цифро-аналоговые преобразователи спроектированы с соответствующей защитой; поищите в их описаниях фразу типа «защита Шоттки не требуется».) Другое место, где можно наткнуться на ключевой режим с фиксацией состояния, это при переключении больших индуктивных нагрузок с помощью мощных полевых транзисторов с МОП-структурой, чьи большие емкости обратной связи приводят к появлению высоких динамических токов на вентиле — формирователе (т. е. КМОП логическом выходе) в течение переходных процессов. См. ниже разд. «Сигнальная связь», где описан другой сценарий возникновения ключевого режима с фиксацией состояния.

Очень просто получить ключевой режим с фиксацией состояния и при подсоединении печатной платы к находящемуся под питанием разъему, поскольку сигнальная шина может подключиться раньше шины источника питания. (Для схем любого вида это плохая привычка подсоединять или отсоединять платы или модули при включенном питании.) При проектировании на КМОП-приборах стоит изучить официальные технические руководства, где описан этот ключевой режим с фиксацией состояния. В более новых типах КМОП-схем с поликремниевым затвором применены очень эффективные схемы защиты и некоторые фирмы-изготовители (например, National) утверждают, что их серии НС/НСТ или AC/ACT не могут быть переведены в ключевой режим с фиксацией состояния.

2. Сигнальная связь. Вследствие своих высоких полных сопротивлений КМОП-схемы склонны к емкостной связи соседних сигналов с крутыми фронтами, что приводит к выбросам в логическом сигнале. Например, привязки к верхнему и нижнему уровням с высоким полным сопротивлением допускают связь выбросов через емкость монтажа с ближайшими шинами, по которым проходят сигналы с крутыми фронтами; для борьбы с этим эффектом используйте небольшой (0,001 мкФ) шунтирующий конденсатор. Как правило, подходящий к панелям монтаж может привести к неисправности из-за этого механизма. Относительно высокая емкость может даже привести к связи с выходной шиной в особенности у КМОП-серий 4000В/74С, работающих при напряжении питания 5 В. В крайних случаях (например, переключение высоких напряжений с помощью реле в том же самом жгуте, где и логические уровни) связь может быть достаточной для вызывания тиристорного ключевого режима с фиксацией состояния.

3. Фазовый сдвиг тактовых импульсов. Как мы уже упомянули в гл. 9, относительно высокое значение Z_вых КМОП-серий 4000В/74С может привести к неисправностям в синхронных системах в особенности, если шина тактовой синхронизации имеет тяжелую емкостную нагрузку, что приводит к задержке сигналов тактовой синхронизации относительно сигналов данных. Относительно большой разброс логических порогов КМОП-схем только отягощает эту ситуацию. В системах с нестабилизированным батарейным питанием важно проверить надежность функционирования схемы во всем диапазоне напряжения источника питания. Это неожиданно, но ситуация имеет тенденцию к ухудшению при более высоком напряжении U_CC, когда задержки сигналов данных и времена переходных процессов становятся короче. Это один из аргументов для применения стабилизированных источников питания в питаемых от батареи КМОП-системах.

4. Виды отказов. Неисправность на входе может вызвать входной ток утечки (или короткое замыкание) на U_ИИ или на U_CC. Повреждение выходного каскада часто является причиной существенного тока покоя. Это может привести к холостому ходу одного из формирователей, так что он не может быть ни источником, ни потребителем тока. В такой ситуации может быть ток покоя только в одном состоянии. Токочувствительные резисторы в цепях U_CC, как это рекомендовано выше, облегчат задачу «выследить» и «поймать» эти неисправности. При использовании этого метода отметим, что легко быть одураченным, поскольку симптомом поврежденного входа может быть ненулевой ток покоя в здоровом кристалле, который работает на поврежденный.

Поврежденный КМОП-кристалл может работать только при очень низких скоростях (повреждение формирователя) или только на очень высоких частотах (повреждение входного каскада, отсутствие связи по постоянному току, емкостная связь). Аналогичный симптом может иметь место, если вы забыли подключить входной контакт: сама схема может «работать» на высоких скоростях благодаря емкостной связи фронтов (рис. 14.42). Привязка к нижнему уровню будет выявлять эту проблему, предотвращая флуктуации входного потенциала к порогу срабатывания. Как было показано в разд. 8.35, забывчивость подключения напряжения U_CС приводит к сверхестественным симптомам, поскольку кристаллы могут получать питание через свои логические входы (через входные диоды защиты); хотя это питание пропадает, если все входы одновременно перевести в НИЗКОЕ состояние.

Рис. 14.42.

14.17. Микромощные микропроцессоры и периферийные устройства

Многие стандартные микропроцессоры имеют КМОП-эквиваленты. Следовательно, на первый взгляд могло бы показаться, что легко проектировать на микропроцессорах маломощные схемы. В действительности же большинство из этих КМОП-микропроцессоров представляют собой просто аналоги — контакт в контакт — процессоров, первоначально разработанных по n-МОП-технологии, и в большинстве случаев они не ориентированы на работу при батарейном питании, например не способны работать при низкой частоте тактовой синхронизации. Некоторые даже и не маломощные — например, схема 68020, которая рассеивает мощность приблизительно 1 Вт.

Поскольку мощность рассеивания КМОП-приборов обычно пропорциональна частоте тактовой синхронизации, то первый вопрос, на который следует дать ответ, — какую мощность потребляет схема при выключении сигнала тактовой синхронизации? Если в самом кристалле используется КМОП-технология из-за ее хороших электрических характеристик, но он не был предназначен для прикладных задач с крайне малой мощностью потребления, то в него могут входить некоторые не КМОП-схемы, которые приводят к значительной мощности рассеяния в статическом режиме. Остерегайтесь также тех кристаллов, в которых используется тактовая синхронизация неявным образом: в качестве примера можно привести (непрерываемый) строенный 16-разрядный счетчик, который совместим с микропроцессорами (шесть портов с третьим состоянием, разрядностью в байт, плюс порты управления). Он потребляет ток 10 мкА при остановленной тактовой синхронизации; однако сюрприз состоит в том, что для него необходимо тактовое колебание, даже когда он не общается с процессором. В его технических данных не указано, что сама тактовая синхронизация используется для синхронизации входов и что эта частота должна быть по крайней мере в три раза выше скорости счета. Таким образом, необходимо подавать на него высокую тактовую частоту, чтобы он функционировал как счетчик, а это приводит к избыточной мощности рассеяния.

Второй вопрос, на который следует ответить, — это насколько низкой может быть частота тактовой синхронизации, чтобы при этом сохранялись разумные рабочие характеристики? В состав некоторых процессоров могут входить динамические регистры, для которых предписана высокая минимальная частота тактовой синхронизации. При низкой частоте тактовой синхронизации некоторые процессоры (в частности, типа «контроллеров» — см. ниже) могут реагировать очень медленно; вы можете получить при прерываниях время задержки до 10 мс.

Зависимость компьютера от контроллера. Как правило, микропроцессоры делятся на две категории, согласно тому для каких целей они спроектированы. Типы, ориентированные на вычисление, имеют адресное пространство по крайней мере в 64К и используют только несколько циклов тактовой синхронизации на инструкцию (для достижения высокого быстродействия). Для них требуются внешние периферийные устройства, а именно: порты, таймеры, преобразователи и т. д. Ориентированные на управление типы предназначены для целевого использования в определенных приборах и обычно имеют небольшое адресное пространство (в типовом случае 2К или 4К), и выполнение одной инструкции проводится за много циклов тактовой синхронизации. С другой стороны, для них характерно наличие многочисленных встроенных параллельных портов, большого числа контактов прерываний и внутреннего формирователя тактовой синхронизации. В них часто входят таймеры, УАПП и даже аналого-цифровые преобразователи и энергонезависимое ОЗУ.

Некоторые примеры. Схемы 80C85, 80C86 и 80C88 представляют собой КМОП-аналоги популярных n-МОП вычислительных процессоров. ИС 80C85 (фирма Oki) при остановленной тактовой синхронизации потребляет ток 2 мА и 10 мА — при частоте тактовой синхронизации 6 МГц. Он может быть непригоден для микромощных применений, если только вы не используете его в режиме с отключением питания. Схемы 8C86 и 80C88 (фирмы Harris, Intel) лучше — имеют статический ток потребления ~0,1 мА (хотя он задается как 0,5 мА, макс). У них вы можете с целью экономии мощности останавливать тактовую синхронизацию, при этом сохраняется содержимое регистров и программных счетчиков.

Имеется тонкость в восстановлении на входе остановленного процессора сигнала тактовой синхронизации. Для обеспечения низкого значения мощности потребления в режиме резервирования вы должны выключать кварцевый генератор, а не только стробировать его выходной сигнал (конечно, вместе со схемой синхронизации; см. разд. 8.19). Однако из-за высокой добротности кварцевый генератор не может запуститься мгновенно, и генератор мегагерцевого диапазона частот в типовом случае имеет время восстановления от 5 до 20 мс; генератор с частотой 32 кГц может иметь это время до секунды (Q = 10⁵). Следовательно, для восстановления сигнала тактовой синхронизации вы можете или подождать пока генератор «наберет скорость» перед стробированием его с помощью микропроцессора, или вы можете установить процессор в исходное состояние в течение этого периода. Первый метод обычно лучше, поскольку вы можете и не захотеть проводить перезагрузку каждый раз, как нужно запустить обработку (см. ниже «Отключение источника питания» — метод «теплой» загрузки).

Схема 82С85 (фирма Harris) представляет собой маломощный формирователь тактовой синхронизации, ориентированный на работу с микропроцессорами 80C86/88; его внутренняя схемотехника выполняет выключение тактовой синхронизации, остановку генератора (~25 мкА), работает на низких частотах и имеет дополнительные средства для микропроцессорного программного управления.

Схемы 80CЗ1/51 — это примеры популярных процессоров типа контроллера, спроектированные со специальными характеристиками и ориентированные на батарейное питание. В эти процессоры входит вплоть до 32 программируемых контактов шины ввода-вывода (ВВ), пара 16-разрядных таймеров, 128-байт встроенное ПЗУ (они могут использовать порты как мультиплексные шины для адресации 64К внешней памяти; схема 80C51 имеет, кроме того, масочное программируемое ПЗУ объемом 4К байт), 5 прерываний и программируемый последовательный порт. Они могут быть переведены в маломощный режим «ожидания» (< 1 мА при частоте тактовой синхронизации 1 МГц), в котором прерывания, последовательный порт и таймеры продолжают функционировать, в то время как тактовая синхронизация самого процессора прервана; содержимое всех регистров и встроенного ОЗУ сохраняется. Они также могут быть переведены в режим «выключения питания» с нулевым током, из которого их можно вывести только путем полного сброса, но при котором сохраняется содержимое внутреннего ОЗУ.

Схема 146805Е2 представляет собой аналогичный контроллер с прекрасной способностью по восстановлению из режима «остановки» с нулевой мощностью потребления через прерывание. В нем имеется внутренняя схемотехника формирования периода ожидания перед возобновлением обработки после запуска генератора. В технических условиях на него записано, что время запуска в типовом случае составляет 30 мс (300 мс макс.) при f_такт = 1 МГц, U_CC = 3 В. Это, очевидно, непригодно для прикладной задачи, где требуется многократный запуск, скажем, 10 раз в секунду, но это было бы прекрасно при запуске системы раз в минуту. В серию 14805 входят различные модификации (определяется суффиксом) с отличными конфигурациями порта и памяти, маскируемым ПЗУ и т. д. Мы используем его в приведенном в следующем разделе примере проектирования.

В табл. 14.9 приведено большинство из наиболее интересных маломощных микропроцессоров, имеющихся в наличии на момент сдачи этого издания в печать.

Отключение источника питания. Конечно, вы можете заставить любой микропроцессор работать при низкой средней мощности, если включать источник питания только в течение короткого рабочего цикла. Это более просто сделать для n-МОП-схем, чем для КМОП, поскольку входы, такие, как WR', могут оставаться в ВЫСОКОМ состоянии при выключенном питании (для КМОП-схем такая ситуация привела бы к появлению питания на кристалле через входные диоды защиты), препятствуя подложным циклам записи. Следовательно, для КМОП-схем необходимо использовать внешние логические схемы, которые обеспечат аккуратное выключение. В любом случае надлежит решить вышеупомянутую проблему запуска тактовой синхронизации, которую вы можете решить с помощью внешних логических схем задержки, либо с помощью кристалла типа 82С85.

Мало кому понравится проводить полную «холодную» перезагрузку программного обеспечения на каждом цикле перезапуска. Лучший способ справиться с этим — это заставить ЦПЭ считывать с триггера «флаг включения питания» (постоянно включенные КМОП-схемы) на каждом перезапуске, проводя холодную загрузку только первый раз, после которого он устанавливает этот триггер.

Для n-МОП-процессоров с отключаемым источником питания вы должны во время «спячки» процессора хранить запускаемые фронтом запросы прерывания во внешних логических схемах, обслуживая их, когда процессор снова запущен. Вам возможно потребуется использовать этот же прием и для некоторых КМОП-процессоров, а именно для тех, которые теряют запускаемые фронтом прерывания в течение режима ожидания и остановки.

При отключении питания от n-МОП-процессоров, которые в типовом случае потребляют ток 100 мА или больше, позаботьтесь о применении хорошего «дюжего» полевого МОП-транзистора с сопротивлением R_вкл < 3 Ом при 5 В возбуждения на затворе.

Периферийные КМОП-устройства. Многие маломощные КМОП-кристаллы периферийных устройств представляют собой просто КМОП-копии их n-МОП аналогов, например параллельные порты 81С55 и 85С55. Их технические условия тоже почти точная копия исходных материалов по n-МОП-аналогам, правда с некоторыми изменениями. Зачастую эти технические условия не вполне корректны. Например, в них может задаваться выходной втекающий ток 2 мА при напряжении 0,4 В и вытекающий ток 100 мкА при напряжении 2,4 В, тогда как в действительности их формирователи с p-каналом могут обеспечивать вытекающий ток 2 мА, в частности, при напряжении 2,4 В. Входные пороги также могут быть перепутаны. Другая вещь, о которой следует побеспокоиться при использовании КМОП-приборов, является склонность к наводке плавающих потенциалов на входах при третьем состоянии шины. Фирма Harris и Intel добавляют в схему цепь «поддержки шины», которая вводит небольшую положительную обратную связь на вход для предотвращения появления тока режима класса А из-за плавающего потенциала на входах.

Остерегайтесь периферийных КМОП-устройств, которые потребляют ток «покоя», поскольку в них имеется тактовая синхронизация. Например, УАПП типа 65С51 и 82С52 потребляют ток около 2 мА на их рекомендованной частоте генератора (1,84 МГц при 1,4 мА/МГц для 65С51). Вы могли бы и выключить генератор, но тогда УАПП не смог бы принимать данные, например команду на включение. Другими периферийными КМОП-устройствами с токами покоя от 1 до 5 мА являются аналого-цифровые преобразователи, модемы видеоадаптеры, ЭСППЗУ и шифраторы клавиатуры. Сложные системы с несколькими такими приборами могут потреблять ток покоя 25–50 мА, что приводит к сроку службы 9-вольтовой батареи всего 10 ч. Если это вас устраивает, то прекрасно; в противном же случае необходимо отключать источник питания. Но будьте внимательны — входы и выходы могут себя вести дурно; например, шинные формирователи АЦП с третьим состоянием могут перейти в НИЗКОЕ состояние, когда отсутствует питание этого АЦП (в этом случае используйте отдельный КМОП формирователь третьего состояния).

Формирователи сигналов стыка RS-232 традиционно представляют собой мощные приборы: классический счетверенный формирователь 1488 потребляет ток в статическом режиме ±20 мА без учета тока нагрузки, а счетверенный приемник 1489 потребляет ток 15 мА. Некоторые современные кристаллы стыка RS-232 работают с малой мощностью потребления. Здесь описывается несколько их хороших разновидностей:

МС145406 фирмы Motorola. Он представляет собой строенный КМОП-формирователь/приемник, который будет работать при напряжениях источника питания от ±5 до ±13 В и имеет мощность рассеяния не более 15 мВт во всем этом диапазоне. Выходные КМОП-формирователи дают перепад выходного сигнала в пределах общего перепада напряжения питания, так что вы можете получить требуемый размах сигналов стыка RS-232 даже при напряжении питания ±5 В. Различные приемы были использованы в этой конструкции, с тем чтобы обеспечить работу КМОП-схемы с общим напряжением питания вплоть до 26 В, и допустить размах сигнала на входе на 20 В выше этого перепада напряжения.

LT1032. Это счетверенный биполярный формирователь сигнала стыка RS-232 с диапазоном напряжения источника питания от ±5 до ±15 В и током покоя 0,5 мА. Его можно выключать (нулевой ток) с помощью контакта управления; при выключении сами выходы переходят в третье состояние.

LT1039. Это строенный биполярный формирователь/приемник с диапазоном напряжений питания от ±5 до ±15 В и током покоя 4 мА. Аналогично схеме LT1032 у него имеется контакт выключения. В нем также предусмотрен контакт управления, который позволяет оставлять один из приемников во включенном состоянии, в то время как остальная часть кристалла отключается; вы можете использовать это для включения остальной части самого кристалла, когда что-нибудь поступает на вход. В выключенном режиме выход переходит в состояние с высоким полным сопротивлением.

Серия MAX230-239/ICL232; LT1080/1. Эти приборы, выпускаемые фирмами Maxim, Intersil и Linear Technology, представляют собой сдвоенные формирователи/приемники с внутренними преобразователями напряжения, так что они могут работать от единственного источника питания с напряжением +5 В, выдавая выходные сигналы с размахом ±9 В. Все они, за исключением МАХ233 и 235 (которые имеют встроенные конденсаторы), требуют подключения к преобразователям напряжения четырех внешних танталовых конденсаторов; их выходные сигналы с напряжением ± 9 В пригодны для питания низкотоковых нагрузок. Их ток покоя составляет 5 мА. Части этих кристаллов, а именно преобразователи напряжения, выпускаются отдельно, как схема МАХ680 или LT1026,- преобразователи единственного напряжения +5 В в сдвоенное напряжение ±10 В; их можно использовать для организации питания всех других приведенных выше кристаллов стыка RS-232.

DS14C88/89. Фирма National переработала по КМОП-технологии свою классическую биполярную схему с аналогичным наименованием. Формирователь 14С88 работает при напряжениях источника питания от ±4,5 до ±12 В, вырабатывая обычный для КМОП-схем размах сигнала до напряжений питания. При напряжении питания ±5 В этот счетверенный формирователь потребляет ток 30 мкА, макс, (ненагруженный), в то время как приемник потребляет 0,9 мА, макс, от его единственного источника питания с напряжением +5 В. (Фирма National также выпускает КМОП-кристаллы стыка RS-422 (DS26C31-32).)

14.18. Пример проектирования на микропроцессоре: регистратор данных типа «градус-день»

Давайте приведем пример разработки, где все вышеприведенные идеи сведены воедино. Мы разработаем небольшой регистратор данных с питанием от батарей, чья задача проводить текущий контроль температуры окружающей среды единожды за минуту, сохраняя средние значения «градус-день» в ОЗУ для последующего считывания их через последовательную систему передачи. Вы могли бы разместить такой прибор в удаленном месте, нанося ему визиты дважды в год, во время которых вы считываете его данные в портативный компьютер. Или вы могли предпочесть «собрать урожай» этих регистраторов, а затем считать их данные, после того как принесете их снова домой.

Прибор будет работать на трех щелочных C-элементах, со сроком службы батареи по крайней мере год. Для поддержания потребляемой мощности на низком уровне мы будем использовать КМОП периферийные устройства и КМОП-микропроцессор типа контроллера со встроенными режимами остановки. Применим режим включения источника питания самого ЦПЭ и схем предварительной обработки в течение кратковременных интервалов сбора данных, с запуском его от маломощного кристалла хронометрирования. Поскольку последовательный порт будет использоваться только время от времени, мы сделаем также и здесь выключение источника питания. Наша частная схема не является никоим образом уникальной; наряду с ней мы рассмотрим и альтернативные схемные решения.

ЦПЭ. На рис. 14.43 показана схема нашей разработки.

Рис. 14.43. Пример схемы на универсальном микромощном процессоре

Мы начали с выбора КМОП-контроллера МС146805 фирмы Motorola, который предназначен для работы при напряжении питания вплоть до 3 В, в него входят встроенные схемотехнические решения для перехода в режим ОЖИДАНИЯ (малая мощность, работают генератор и таймер) или режим ОСТАНОВКИ (нулевая мощность, генератор остановлен, восстановление только через прерывание или сброс). В модификации с суффиксом - Е2 используются внешние ПЗУ и ОЗУ, но она имеет и внутреннее ОЗУ объемом 112 байт. При работе с источником питания напряжением 5 В ЦПЭ потребляет при функционировании ток 7 мА (тактовая синхронизация с частотой 5 МГц), в режиме ОЖИДАНИЯ-1 мА и в режиме ОСТАНОВКИ — 5 мкА. Поскольку нам необходимо регистрировать данные в течение только нескольких миллисекунд раз в минуту, а восстановление из режима ОСТАНОВКИ (благодаря запуску кварцевого генератора) занимает в типовом случае 30 мс, мы минимизируем мощность потребления с помощью использования формируемого внешней схемой прерывания, которое подготавливает прибор к каждому измерению.

Альтернативное решение — использование формируемого с помощью таймера ЦПЭ в режиме ОЖИДАНИЯ прерывания — обеспечивает средний ток потребления ЦПЭ по крайней мере 1 мА, что соответствует сроку службы батареи С-элементов только полгода. Этот срок можно, конечно, довести и до года, т. е. используя D-элементы; другое решение могло бы быть связано с работой на более низкой частоте генератора (скажем, 1 МГц), где ток в режиме ОЖИДАНИЯ существенно ниже. Еще одна возможность - это работа при напряжении питания 3 В, где ток потребления в режиме ожидания составляет приблизительно 150 мкА при тактовой частоте 1 МГц. Любое из этих решений вполне хорошее. В этом же примере мы будем придерживаться методов выключения питания, поскольку удастся продемонстрировать дополнительные технические приемы. При этом также получается приемлемая система хронометрирования с помощью кристалла календаря.

Тактовая синхронизация календаря. Для обеспечения тактовой синхронизации календаря нам требуется кристалл, который не только может сохранять временные параметры при низком токе потребления (все кристаллы календаря делают это), но также может обслуживать прерывания во время режима потребления малой мощности. Поскольку поначалу кристаллы календаря предназначались для компьютеров, работающих от сети переменного тока, где имеется изобилие мощности, когда ЦПЭ функционирует, то многие кристаллы не могут обслуживать прерывания в режиме малой мощности (батарейное резервирование). Мы сначала рассмотрим схему ICM7170, прекрасный кристалл календаря фирмы Intersil; он обрабатывает прерывание в режиме малой мощности, но имеет неуклюжую схему питания при работе от единственной батареи. «Вечно популярная» схема ММ 58274 фирмы National не может обрабатывать прерывание в режиме резервирования. Мы, наконец, решили остановиться на схеме МС14618 фирмы Motorola - это популярный прибор, который выпускается по крайней мере еще двумя другими фирмами-изготовителями и предназначен для использования с кристаллами ЦПЭ типа МС146805. Схему можно оставить работающей и при полном напряжении питания, она обеспечивает низкий ток потребления (50 мкА, макс, на частоте 32 кГц, внешний генератор), когда не снят запрет.

Фирма Motorola «любит» отображение в памяти устройств ВВ (ввода-вывода) и их схема МС146608 не является исключением. При этом отсутствует стробирование ввода-вывода, что предпочитает делать фирма Intel; вместо этого вы кодируете некоторую часть пространства памяти как «пространство ВВ». Только при использовании нескольких приборов ВВ в этой системе вы сможете запутаться при декодировании ВВ, как мы установили в разд. 10.06. Тогда мы поставим УАПП на «дно» внешней памяти (кристалл ЦПЭ резервирует нижние 80 байт для внутренней памяти и портов), а тактовая синхронизация календаря занимает ячейку 80Н, при этом используется тот же самый `НС139 — дешифратор, который разрешает доступ к памяти (см. ниже).

Память. В качестве стираемого программируемого ПЗУ мы использовали стандартную схему 27С64 (8Кx8), только нижняя четверть которой адресуется через 11-разрядную шину, к которой мы подключены (мы использовали верхнюю часть адресного пространства для устройств ВВ). ПЗУ меньшего объема было бы предпочтительнее, но фирмы-изготовители схем памяти, как правило, прекращают выпуск памяти меньшего объема, как только они осваивают выпуск кристаллов памяти большего объема. Для схемы 27С64 точно определен ток I_СС = = 100 мкА, макс, когда отменен ее выбор; в действительности же статический ток потребления не превышает 10 мкА.

Следует отметить, фиксирование младшего адресного разряда из мультиплексной шины ЦПЭ и перекодирование пары сигналов фирмы Motorola (R/W', DS) в пару сигналов фирмы Intel (RD', WR'), которое удобно выполнить на половине дешифратора `НС 139 (другая половина делает адресное декодирование).

Внешнее КМОП ОЗУ (необязательно и не показано) расположено ниже ПЗУ в адресном пространстве (см. рис. 14.44) и подключено к той же самой шине, за исключением декодирования адреса. Еще раз о том, что ОЗУ меньшего объема было бы предпочтительнее, но формы-изготовители кристаллов не содействуют этому.

Рис. 14.44. Пример распределения памяти микропроцессора.

Последовательная передача. Для последовательной передачи (разд. 10.19) нам необходим УАПП и биполярный формирователь/приемник стыка RS-232. Поскольку последовательный порт будет использоваться только время от времени (в течение считывания и инициализации), то его можно оставить в выключенном состоянии, приводя с помощью ЦПЭ контроль подсоединения к нему какого-либо узла во время части его периодических рабочих циклов (раз в минуту). Одна возможность тогда заключается в использовании обычного УАПП (например, 8251) с управлением выключения источника питания с помощью бита с выходного порта самого ЦПЭ. Эта прекрасная идея, хотя вы должны быть осторожны, поскольку при выключенном питании УАПП не нагружает шину (или получает питание от нее, как это делает КМОП-кристалл). Хороший способ решить эту проблему заключается в использовании на шине НС буферов с третьим состоянием, включаемых между самой шиной и отключаемым от питания УАПП, переводя их в состояние с высоким полным сопротивлением на время выключения питания (рис. 14.45).

Рис. 14.45. Развязка шины данных от периферийного оборудования с отключаемым питанием.

В этом примере мы выбрали более простое решение, а именно используем КМОП УАПП, который оставляется под питанием все время, переключая генератор только тогда, когда используется последовательный порт; результирующий ток покоя, хотя он и не определяется в технических условиях, в типовом случае не превышает 20 мкА. Для простоты также оставим под питанием большую часть стыка RS-232. Формирователь является одной из секций маломощного счетверенного блока с управляемым выключением; в отключенном состоянии определен ток покоя, который равен 1 мкА (тип.), 10 мкА (макс). Отрицательное напряжение источника питания обеспечивается инвертором напряжения типа 7662, отключение питания которого осуществляется под управлением одного из битов порта ЦПЭ; хотя технические требования устанавливают ток I_п = 20 мкА (тип.), максимальный ток I_п составляет 150 мкА, это достаточный довод в пользу отключения питания от той части схемы, которая должна использоваться 10 мин в год! Отметим наличие токоограничивающего резистора с номиналом 100 Ом, поскольку нагрузка представляет собой короткое замыкание при начальном включении источника питания. Приемник стыка RS-232 мы создали на основе НС логического инвертора с фиксатором на диоде Шоттки и токового ограничителя при биполярном входном сигнале.

При оставлении приемника под питанием мы сможем определить, когда что-нибудь подключено к самому последовательному порту, поскольку «спящее» состояние стыка RS-232 («маркер» — отрицательное напряжение по крайней мере 3 В) приводит к появлению на выходе инвертора ВЫСОКОГО уровня (отметим привязку к верхнему уровню на входе). Вот почему выход инвертора кроме возбуждения самого УАПП подключен и к входному порту ЦПЭ. Конечно, и сам ЦПЭ мог бы распознать этот факт, но только в течение короткого интервала времени (< 1 с) каждую минуту, когда он «разбужен». Следовательно, на практике при подключении к последовательному порту пользователь должен иметь некоторое терпение, т. е. подождать пока это не произойдет.

Устройства предварительной обработки. В качестве датчика мы выбрали температурно-чувствительный источник тока LM334. Ток этого двухконтактного источника пропорционален абсолютной температуре и устанавливается с помощью единственного резистора R_ycт: I (мкА) = 227T/R_ycт, где температура Т измеряется в Кельвинах, а сопротивление R_ycт - в омах. Он имеет податливость напряжения от 1 до 40 В и начальную точность 6 %.

В качестве АЦП мы выбрали простой AD803 — дешевый (меньше 5 долл.) преобразователь с последовательным приближением, внутренним формирователем тактовой синхронизации, выходами с тремя состояниями и единственным источником питания с напряжением +5 В. Он имеет удобный дифференциальный вход, со схемами установки полномасштабного диапазона. Поскольку он потребляет ток 1 мА, мы применили выключение источника питания — управление с помощью разряда порта ЦПЭ.

В этой реализации мы выбрали R_ycт = 226 Ом, т. е. 1 мкА/К. Разумный диапазон измеряемых температур лежит в пределах от —20 °C до +50 °C, что соответствует диапазону изменения тока от 254 мкА до 324 мкА. Он должен быть согласован с входным диапазоном АЦП. Используемый конкретный АЦП имеет полномасштабный диапазон аналогового (опорного) напряжения 2U_оп, когда используется внешний источник эталонного напряжения U_оп; к тому же структура дифференциального входа позволяет добавлять смещение на вход. В наиболее простой конфигурации, как это показано на рисунке, подается напряжение смещения, равное U_оп; т. е. диапазон аналогового входного сигнала лежит в пределах от U_оп до 3U_оп. При использовании нашего источника питания с напряжением +4,5 В, эталонное напряжение 1,23 В обеспечивается источником эталонного напряжения на запрещенной зоне, скажем, LM385-1,2. Тогда диапазон аналогового входного сигнала составит от 1,23 до 3,69 В. Остальное просто, а именно, выбирая соответствующий нагрузочный резистор, установим нижнюю границу выходного сигнала самого датчика на напряжение 1,23 В, затем, добавляя каскад дифференциального усиления постоянного тока, установим верхнюю границу выходного сигнала датчика на напряжение 3,69 В. В соответствии с этим нагрузочный резистор датчика должен быть 4,84 кОм, за ним следует каскад с усилением напряжения K_U = 7,26, как указано на схеме. Подстроечная регулировка нагрузочного резистора в диапазоне +10 % необходима, с тем чтобы согласовать начальные ошибки (LM334 — 6 %, LM385 — 2 %, смещение ОУ — 1 %). Следует отметить необычную конфигурацию во входной цепи автоматического регулятора напряжения, который обеспечивает нулевую точку усилителя постоянного тока, равную эталонному напряжению, в то же время обеспечивая смещение эталонного источника.

 _{Упражнение 14.1. Проверьте сами наши арифметические вычисления температурного диапазона, который обеспечивается приведенными на рис. 14.43 номиналами резисторов.}

Отметим, что мы сопрягли АЦП через шину параллельного порта, а не более обычным способом, т. е. используя шину данных ЦПЭ. Мы сделали это так, поскольку иначе бы при отключенном питании АЦП нагружал эту шину. Быстродействие в этой прикладной задаче не важно (особенно поскольку время запуска генератора ЦПЭ может достигать 250 мс), а сама шина порта доступна и не используется.

Потребляемая мощность. В табл. 14.10 дано распределение тока потребления в каждом из этих трех рабочих состояний. Следует отметить большой разброс между «типовым» и «максимальными» токами покоя. Если применены «типовые» ИС, то средний ток потребления (предполагая время «бодрствования» 500 мс за минуту) составляет 168 мкА или 3 года работы на щелочных С-элементах (4500 мА·ч). В худшем случае средний ток потребления равен 680 мкА (9 месяцев) — предельное значение для необслуживаемого регистратора данных. Конечно, «худший случай» означает, что ток покоя каждой ИС определяется по проектному пределу. Имеются два решения: а) использовать гораздо более энергоемкие батареи, с тем чтобы гарантировать для худшего случая удовлетворительный срок их службы; или б) предварительно тщательно отобрать (измеряя ток I_п) ИС, которые определяют срок службы батареи, в данном случае сам ЦПЭ. В большинстве случаев вы сможете, вероятно, выйти из положения, придерживаясь правила в) жить опасно; большинство ИС имеют гораздо меньший ток утечки, чем указано в технических требованиях для худшего случая.

Программирование. Программирование ПЗУ является непосредственным и повторяет основную структуру программно-аппаратных средств, которые мы уже рассмотрели в гл. 11. Однако имеется несколько дополнительных советов.

При выключаемом источнике питания позаботьтесь о выделении времени для восстановления работоспособности питаемого им прибора. Им может быть генератор на кварцевом резонаторе, в этом случае требуемая задержка может составить десятки миллисекунд. Инвертор напряжения 7662 в этой схеме имеет большие номиналы конденсаторов и потребуется несколько миллисекунд для установки его напряжения. Если отключаемый прибор подсоединяется к шине порта (как, скажем, АЦП), то разряды шины порта должны быть либо установлены в НИЗКОЕ состояние, либо запрограммированы как входные, перед тем как сам прибор отключится. Если для развязки шины используются формирователи с третьим состоянием, позаботьтесь о переводе их в состояние высокого полного сопротивления до снятия напряжения с самого прибора.

_{Упражнение 14.2. Нарисуйте структурную схему регистратора данных типа день-градус. Правильно проведите мероприятия на разрядах параллельного порта, перед тем как «отправить его спать». Не забудьте инициализировать тактовую синхронизацию календаря и УАПП. Позаботьтесь о проверке наличия подключения к последовательному порту во время каждого рабочего цикла.}

Альтернативное проектирование. Как мы установили вначале, при работе с напряжением питания 3 В вместо 4,5 В (поскольку напряжение батареи со временем всегда падает, лучше всего сделать понижение исходного напряжения +4,5 В с помощью микромощного стабилизатора с малым переходным напряжением типа LP2951 или ILC7663), ЦПЭ мог бы находиться в режиме ОЖИДАНИЯ, а не в режиме ОСТАНОВКИ. В режиме ожидания (200 мкА, макс, при напряжении 3 В и частоте 1 МГц) внутренний генератор работает и поддерживает как прерывания, так и функцию внутреннего таймера. Таким образом, внешняя система тактовой синхронизации календаря могла бы быть заменена простым маломощным генератором на частоту 32 кГц и делителем (например, дешевой ИС ММ5368 в мини-DIP-корпусе) для обеспечения формирования 1 импульса прерываний в секунду; внутренний таймер должен тогда переводить ЦПЭ в рабочее состояние в программируемый интервал времени, как было и раньше. Следует отметить, что в представленной конструкции большая часть энергии батареи расходуется системой тактовой синхронизации календаря — относительно дорогой кристалл чрезмерной сложности.

_{Упражнение 14.3. Нарисуйте исправленную схему регистратора температуры, который «засыпает» в режиме ОЖИДАНИЯ.}

Изготовители предлагают несколько современных кристаллов, которые позволят вам упростить схему последовательного порта RS-232. В состав схем серий LT1080 и МАХ230 формирователей/приемников стыка RS-232 входят внутренние инверторы напряжения и в некоторых моделях имеется управление их «остановкой» с I_п = 1 мкА, тип. (10 мкА, макс). Мы могли бы, следовательно, заменить схему 7662 на ее дискретный аналог с выключением питания, а схему LT1032 — на единственную ИС МАХ235, в которую входят даже встроенные летающие конденсаторы. К несчастью, приемные секции последнего становятся «мертвыми» во время отключения, так что мы не можем использовать их также и для замены нашего приемника `НС04. В наличии имеются формирователи/приемники стыка RS-232, которые обеспечивают работу одного приемника («бездействие»?) во время микромощного выключения, например ИС LT1039; однако этот кристалл не дает решения проблемы в нашем случае, поскольку для него требуется непрерывная подача напряжения от источника питания во время режима бездействия, что потребовало бы непрерывной работы схемы 7662.

По поводу альтернативных решений последовательного порта стоит отметить, что вы можете в действительности исключить УАПП при использовании пары битов параллельного порта ЦПЭ для организации передачи и приема. Для реализации такого «программного» УАПП вы должны написать программное обеспечение для формирования и приема последовательных потоков бит. В обычной процедуре должна использоваться программная функция внутреннего таймера ЦПЭ, которая устанавливает подходящую символьную скорость. Функция передачи относительно тривиальна, поскольку вы только формируете «1» или «0» по каждому сигналу таймера. Приемная функция, оказывается, требует большего внимания, поскольку вы должны стробировать приходящий на порт бит с гораздо большей тактовой скоростью (в типовом случае в 8 раз выше символьной скорости), для того чтобы выбрать его значение вблизи середины двоичной посылки. Несмотря на проблемы с программированием, программная реализация УАПП часто более пригодна для небольших систем, поскольку позволяет отказаться от БИС.

Вместо прямых выходов стыка RS-232 в конструкцию мог бы входить отключаемый от источника питания модем, обеспечивающий подключение к телефонной линии. Прибор 74НС943 фирмы National был бы хорош в этом случае, обеспечивая ток покоя 8 мА при единственном источнике питания с напряжением +5 В. Пассивная схема «обнаружения вызова» (рис. 14.46) могла бы тогда заменить схему «обнаружения маркера» отрицательного уровня (см. рис. 14.43). Было бы лучше обеспечить запуск прерывания при обнаружении вызова, поскольку никому не понравится ожидать минуту, пока телефон ответит. В представленной конструкции присутствие маркирующего уровня (—3 В или более) могло бы также быть использовано для запуска прерывания.

Рис. 14.46. Обнаружение телефонного вызывного сигнала.

_{(С любезного разрешения. N. Jotikasthira и М. Bain, фирма Infinet. Inc.)}

_{Упражнение 14.4. Покажите, как сделать запуск прерывания при поступлении маркирующего уровня. Позаботьтесь об обеспечении очистки прерывания программным способом.}

Периферийный АЦП мог быть привязан к шине ЦПЭ (вместо порта), при этом КМОП-формирователи сигналов третьего состояния используются для формирования развязки отключаемого от питания прибора (рис. 14.45). Тот же самый прием можно было применить для минимизации потребления мощности от источника питания, если высококачественный УАПП (например, 85С30) как показано на рис. 11.13) подставляется вместо используемого здесь простого 85С52.

Немного философии: всегда соблазнительно постараться выжать последнюю каплю из микромощного проектирования, применяя дьявольские ухищрения в виде крайне маломощных приборов, отключения источника питания и др. Для нашей схемы вы смогли бы, вероятно, преуспеть в таком проектировании, где вместо С-элементов используются АА-элементы. Но крайние усилия (и цена) не имели бы в нашем случае значения, поскольку уменьшение на 20 % размера и веса не существенно для данной прикладной задачи. В действительности имело, вероятно, бы смысл еще больше упростить конструкцию, например, запитать ИС 7662 от того же самого отключаемого источника питания, что и периферийный АЦП, или даже оставить его под питанием постоянно.

Возможно, наиболее увлекательной (и наиболее полезной) областью применения электроники являются сбор и использование данных о технологических процессах или при научных экспериментах. Вообще говоря, первичные преобразователи или датчики (устройства, с помощью которых некоторые физические величины, такие, например, как температура или светимость, преобразуются в напряжение или другие электрические сигналы) используются для получения сигналов, которые далее могут обрабатываться в электронных схемах, кодироваться с помощью АЦП, запоминаться и анализироваться компьютерами. Если исследуемый сигнал настолько мал, что его маскируют шумы и помехи, то используются мощные методы выделения частот сигнала, такие, как «детектирование с захватом», усреднение сигналов, многоканальные счетчики, а также корреляционный и спектральный анализы, с помощью которых требуемый сигнал восстанавливается. В конце концов результаты таких физических измерений можно использовать для внешнего управления самим экспериментом или для контроля процесса, который обычно обеспечивается небольшим компьютером или микропроцессором, предназначенным для такой задачи. Недавние достижения в развитии мощных и недорогих микропроцессоров привели к бурному проникновению электроники в область управления и регистрации хода процессов, что не имело прецедентов всего десять лет назад.

Эту главу мы начнем с рассмотрения методов измерения и с описания используемых преобразователей. Здесь есть неограниченные возможности для изобретательской деятельности, поэтому перечень преобразователей, описываемых в этой главе, далеко не полон, а охватывает лишь наиболее типичные. Мы более подробно расскажем о некоторых специфических проблемах, присущих имеющимся измерительным преобразователям, и дадим несколько схемных решений, которыми вы можете воспользоваться. Постараемся охватить наиболее трудные проблемы, включая сверхвысокие сопротивления источников сигналов (сотни мегаом для микроэлектродов или ионных зондов), маломощные, преобразователи с низким сопротивлением (как, например, термопары, тензодатчики, магнитные звукосниматели), высокоимпедансные чувствительные элементы для переменного тока (емкостные преобразователи) и др.

В этой главе мы продолжим знакомство с получением прецизионных стандартных значений (стандарты частоты и времени, а также напряжений и сопротивлений) и некоторыми методами прецизионных измерений. Затем более подробно опишем весь процесс сужения полосы и «выделения сигнала из шума». Эти методы чрезвычайно мощны и для непосвященных представляются таинственными.

В заключение мы кратко расскажем об анализе спектров и методе Фурье.

Читатель, которого интересует только конструирование электронных схем, может не читать эту главу.

Поступающие в продажу датчики температуры имеют очень хорошие характеристики. Это касается как диапазона измеряемой температуры, так и точности, воспроизводимости, универсальности кривых, а также габаритов и стоимости.

Термопары. Если соединить между собой два провода из различных металлов, то на их концах возникнет небольшая разность потенциалов (сопротивление такого источника при этом будет низким!), обычно порядка милливольта, с температурным коэффициентом около 50 мкВ/°С. Такие соединения называют термопарами, и используются они для измерений температуры в широком диапазоне. Комбинируя различные пары сплавов, можно измерять температуры от —270 до +2500 °C с хорошей точностью (0,5–2 °C). Термоэлектрические свойства различных сплавов хорошо известны, поэтому термопарные зонды в любом виде (щупы, прокладки, бронированные зонды и т. п.), изготовленные из одних и тех же сплавов, могут взаимозаменяться без дополнительной калибровки.

Классическая термопарная цепь приведена на рис. 15.1.

Рис. 15.1. Классическая схема включения термопары.

Специфический подбор металлов, указанный на этом рисунке, составляет термопару, известную как тип J (см. табл. 15.1, в которой приведен список стандартных сплавов и их свойств). Каждая пара изготовляется путем сварки (спайки) двух разных металлов таким образом, чтобы получилось небольшое по размеру соединение-спай. (Известно, что можно соединить провода, просто скручивая их вместе, но такое соединение не будет работать долго!) Опорный («холодный») спай абсолютно необходим, иначе придется иметь дело с добавочными паразитными термопарами, возникающими в точках, где различные металлы соединяются с зажимами измерительного прибора. Эти лишние неконтролируемые термо-э.д.с. в схеме приводят к странным и неточным результатам. Даже при наличии двух термопар на клеммах все же имеют место термопарные соединения, но это редко вызывает осложнения, поскольку они одинаковы и находятся при той же температуре.

В термопарных схемах напряжение зависит от температуры обоих термосоединений. Грубо говоря, оно пропорционально разности температур между двумя спаями. На практике требуется знание температуры на чувствительном спае. Учесть температуру опорной термопары можно двумя способами: (а) Поддерживать на опорном спае постоянную температуру, равную 0 °C. Обычно для этого используют ванночку с тающим льдом, но можно приобрести прекрасный небольшой стабилизированный по температуре холодильник, который будет выполнять ту же работу. Если измеряются очень высокие температуры, то можно не беспокоиться о тех небольших ошибках, которые возникают, если опорный спай будет находиться при комнатной температуре, (б) Более современные методы заключаются в построении компенсирующих схем, которые корректируют отличие, связанное с тем, что температура на опорном соединении не равна 0 °C. На рис. 15.2 показано, как это осуществляется.

Рис. 15.2. Схема компенсации температуры опорного спая термопары.

Основная идея заключается в использовании полупроводникового датчика, воспринимающего температуру холодного спая, и схемы, формирующей поправку к напряжению, т. е. компенсирующей разницу между фактической температурой опорного спая и стандартной (0 °C). AD590 (см. следующий раздел об ИС-датчиках температуры) дает на выходе ток (в микроамперах), пропорциональный температуре (в Кельвинах). R₁ выбирается в соответствии с термоэлектрическим коэффициентом, в данном случае на этом резисторе 1 мкА/°С преобразуется в 51,5 мкВ/°С (см. табл. 15.1), а опорный трехполюсный источник AD580 (в комбинации с R₂ и R₃) используется для компенсации тока смещения 273 мкА при 0 °C (273,15 К), даваемого AD590. Таким образом, тока коррекции нет, если опорный спай находится при 0 °C, а если он имеет несколько другую температуру, то к собственному напряжению от пары спаев добавляется 51,5 мкВ/°С (термоэлектрический коэффициент соединения типа J при комнатной температуре).

Следует несколько слов сказать об измерительной схеме. Проблема усиления сигналов термопар связана с низким выходным напряжением (50 мкВ/°С или около этого), большими синфазными помехами промышленной частоты и радиочастотными наводками. Усилитель должен хорошо подавлять синфазные помехи промышленной частоты (60 или 50 Гц) и иметь стабильное дифференциальное усиление. Кроме того, его входное сопротивление должно быть достаточно высоким (порядка 10 кОм или более), чтобы предотвратить ошибки от нагружения датчика, поскольку выводы термопар имеют некоторое сопротивление (например, выводы длиной ~ 1,5 м соединения типа К 30-го калибра имеют сопротивление 30 Ом). Примером решения этой задачи может служить схема, приведенная на рис. 15.3.

Рис. 15.3. Балансный усилитель сигналов термопары с компенсацией опорного спая на выходе.

Она представляет собой просто обычный дифференциальный усилитель с Т-образной цепью обратной связи, обеспечивающей высокое усиление по напряжению (в данном случае 200) и в то же время с достаточно большим входным сопротивлением, таким, что сопротивление источника не создает заметной погрешности. Операционный усилитель представляет собой прецизионный усилитель, у которого дрейф составляет менее 1 мкВ/°С, благодаря чему эта составляющая ошибки измерения много меньше 50 мкВ, эквивалентных погрешности в 1 °C. Благодаря входным шунтирующим конденсаторам ослабляются ВЧ-радиопомехи (термопары и их длинные соединительные линии могут вести себя подобно радиоантеннам). Поскольку в любом случае сигнал от термопары очень слаб, полезно дополнительно ограничить полосу, подключая параллельно сопротивлению обратной связи конденсатор, как показано на схеме рис. 15.3. В случае возникновения больших трудностей, связанных с радиопомехами, может оказаться необходимым экранировать входные провода и добавить ВЧ-дроссели перед входными шунтирующими конденсаторами.

Заметим, что схема компенсации напряжения на опорном спае термопары на рис. 15.3 подключена к выходной цепи в отличие от обычного способа компенсации напряжения холодного спая термопары на входе, показанного на рис. 15.2. Это сделано для того, чтобы сохранить точный дифференциальный баланс на входе и тем самым обеспечить высокое подавление синфазной помехи, присущее дифференциальному усилителю. Так как усилитель имеет коэффициент усиления по напряжению, равный 200, то на выходе схемы компенсации напряжение термо-э.д.с. усиливается до 200 x 51,5 мкВ/°С или 10,3 мВ/°С. Отметим, что для ОР-97Е входному току смещения 0,1 нА (макс.) сопутствует на входе ошибка 25 мкВ, которая вместе с U_см = 25 мкВ (макс.) может быть сведена к нулю. Можно также использовать операционный усилитель 7652 типа модулятор-демодулятор со стабилизацией нуля (U_см = 5 мкВ макс, J_см = 40 нА макс).

Вместо простого дифференциального усилителя можно использовать измерительный усилитель, показанный на рис. 7.32; в этом случае существенно улучшатся параметры смещения по постоянному току на входе.

Пользователи термопар должны знать, что фирма Analog Devices выпускает усилители сигналов термопар с компенсацией холодного спая AD594 (тип J) и AD595 (тип К). Эти монолитные устройства обладают всем необходимым (включая опорную точку льда) для получения выходного напряжения пропорционального температуре и даже программируемую тройную точку для термопарного входа. Наилучшие из них имеют точность (без подстройки) ±1 °C при комнатной температуре и ±3 °C при -25 °C и при +75 °C. Фирма Linear Technology изготовляет компенсатор холодного спая микромощной термопары, сконструированные для использования с внешним прецизионным ОУ. В нем предусмотрена компенсация для всех типов термопар, приведенных в табл. 15.1 (кроме типа В); благодаря коррекции кривизны второго порядка, точность сохраняется в широкой области температур. Наилучшие (LT1025A) имеют точность (без подстройки) +0,5 °C при комнатной температуре и ±2 °C при -25 и +80 °C.

Промышленностью выпускаются комплекты аппаратуры для измерения температур с помощью термопар самых различных конфигураций. Сюда входят вычислительные схемы для преобразования термоэлектрического напряжения в данные о температуре. Например, в цифровых термометрах, изготовляемых фирмами Analog Devices и Omega Engineering, достигается точность около 0,4 °C в интервале температур от —200 до +1000 °C и около 1 °C для температур, превышающих +2300 °C.

При сравнении с другими методами измерения температуры термопары обладают такими преимуществами, как небольшие размеры и широкий интервал температур, кроме того, они особенно хороши для измерения высоких температур.

Термисторы. Термисторы представляют собой полупроводниковые устройства, у которых температурный коэффициент сопротивления отрицателен и обычно равен приблизительно -4%/°С. Они выпускаются во всевозможных видах, от шариков из свинцового стекла до бронированных зондов. Термисторы, предназначенные для точных измерений температур (их можно также использовать, например, в качестве элементов схем температурной компенсации), обычно имеют сопротивление несколько сотен омов при комнатной температуре, а характеристики их прекрасно укладываются (с точностью до 0,1–0,2 °C) на стандартные кривые. Высокий коэффициент изменения сопротивления делает их очень удобными в эксплуатации, они недороги и стабильны. Для измерения и контроля в области от —50 до +300 °C имеется достаточно богатый выбор термисторов. Относительно легко строятся простые и эффективные схемы «пропорционального регулирования температуры», в которых термисторы используются в качестве чувствительных элементов; посмотрите, например, указания RCA по применению ICAN-6158 или же спецификацию Plessey на SL445A.

Из-за своего свойства сильно изменять сопротивление в зависимости от температуры термисторы не предъявляют высоких требований к последующим электрическим схемам. Некоторые из простых методов получения выходного напряжения показаны на рис. 15.4.

Рис. 15.4. Схемы включения термисторов.

Схема а особенно эффективна при измерениях низких температур, так как сопротивление термистора изменяется по экспоненциальному закону, а схема б имеет несколько более линейный характер изменения выходного напряжения в зависимости от температуры. Например, на рис. 15.5 приведены зависимости сопротивления от температуры одного термистора 10 кОм (Fenwal UUA41J1, унифицированная кривая) и того же термистора с включенным последовательно сопротивлением 10 кОм.

Рис. 15.5. Зависимость сопротивления от температуры для термистора и термисторно-резисторной пары.

Последовательная пара имеет линейную характеристику в пределах 3 % в области от -10 до +50 °C и 1 % от 0 до +45 °C. Такую линейность имеет зависимость выходного напряжения от температуры в схеме с сопротивлением R, изображенной на рис. 15.4, б.

На схемах в и г рис. 15.4 приведены варианты с улучшенной линейностью, в которых использованы составные согласованные термисторы (и соответствующие резисторные пары), изготовляемые Yellow Springs Instrument Company. Эти 2-термисторные конфигурации обеспечивают линейность 0,2 % в области температур от 0 до 100 °C. YSI также выпускает 3-термисторные модули (с тремя резисторами), имеющие еще лучшие показатели линейности. Схема д представляет собой классический мост Уитстона, уравновешенный при R_T/R₂ = R₁/R₃; поскольку здесь измеряются отношения, нельзя не учитывать отклонений, связанных с изменениями напряжения питания.

Мостовая схема в сочетании с усилителем, обладающим высоким коэффициентом усиления, особенно широко используется для определения небольших изменений вблизи некоторой опорной температуры; при малых отклонениях выходное (дифференциальное) напряжение линейно зависит от величины разбаланса. Во всех термисторных схемах надо учитывать явления саморазогрева. Обычные небольшие термисторные зонды имеют коэффициент рассеяния, равный 1 мВт/°С, т. е. нагрев, соответствующий I²R, должен не превышать 1 мВт, если вы хотите иметь точность считывания температуры не хуже чем 1 град.

В свободную продажу поступает комплект приборов для измерения температур, использующих термисторы с подходящими характеристиками. Эти устройства включают в себя встроенные вычислительные схемы для преобразования считываемого сопротивления непосредственно в данные о температуре. Например, модель цифрового термометра 5800 фирмы Omega перекрывает область от —30 до +100 °C, причем считывание температуры возможно как по стоградусной шкале Цельсия, так и по шкале Фаренгейта на 4-цифровом СИД-индикаторе. Точность термометра во всей области 0,5 °C с разрешением 0,1 °C.

Термисторный метод измерения по сравнению с другими проще и точнее, но термисторы чувствительны к саморазогреву, хрупки и пригодны для узкой области температур.

Платиновые термометры сопротивления. Эти устройства представляют собой катушку из очень чистой платиновой проволоки с положительным температурным коэффициентом сопротивления, равным приблизительно 0,4 %/°С. Платиновые термометры чрезвычайно стабильны во времени и имеют кривую, очень точно (0,02-0,2 °C) совпадающую со стандартной. С ними можно работать в весьма широкой области температур от —200 до +1000 °C, но стоимость их высока.

ИС-датчики температуры. Как мы уже отмечали в разд. 6.15, смещение шкалы от источника опорного напряжения можно получить от датчика температуры, дающего напряжение, пропорциональное абсолютной шкале, т. е. напряжение, пропорциональное температуре по шкале Цельсия. REF-02, например, обеспечивает температурный выход с линейным коэффициентом +2,1 мВ/°С. Если этот выход подключить к усилителю с регулируемым усилением и смещением для калибровки, то можно получить точность почти 0,5 °C для интервала от —55 до +125 °C.

LM335 — удобный 2-клеммный температурный датчик, который в принципе подобен зенеровскому диоду с выходным напряжением +10 мВ/К; например, при 25 °C (298,2 К) он работает как стабилитрон на 2,982 В (рис. 15.6).

Рис. 15.6. ИС-датчики температуры. Напряжения соответствуют 25 °C. Способы а и б приводят, кроме того, к ошибке 1 % для температурного коэффициента резистора 33·10^-6 1/°С.

Выпускаются эти датчики с начальной точностью ±1 °C и имеют внешнюю подстройку. Простой калибровкой можно обычно улучшить его точность до ±0,5 °C максимально в области —55 °C — +125 °C. После подстройки точность выхода должна быть 0,1 °C при тестовой температуре и с бюджетом точности на краях ±0,5 °C (рис. 15.7).

Рис. 15.7. Погрешности температуры для LM335.

LM35 также обеспечивает наклон зависимости выходного напряжения от температуры +10 мВ/°С, но он ведет себя скорее как 3-полюсный опорный источник (а не как 2-клеммный зенеровский диод), в котором питание (+4 ÷ +30 В) подается на третий зажим; внутреннее смещение у него такое, что выходное напряжение равно 0 В при 0 °C. При работе вблизи или ниже 0 °C следует использовать понижающий резистор, как показано на рис. 15.6, г. Наилучшие приборы (LM35A) имеют максимальную погрешность 0,5 °C, но они не подстраиваемые.

Родственное им устройство LM34A работает также, но считывание осуществляется по шкале Фаренгейта (0 В при 0°Ф). Существуют и другие ИС-датчики температуры, например АО590 — 2-клеммное устройство, работающее как генератор постоянного тока, у которого ток в микроамперах пропорционален абсолютной температуре; например, при 25 °C (298,2 К) он ведет себя как стабилизатор тока на 298,2 мкА (±0,5 мкА). Точность, достигаемая этим простым прибором, равна 1 °C (при наилучшей градуировке) в интервале от —55 до +150 °C. Что особенно привлекает в них, так это простота внешних электрических соединений.

Пластиковый вариант AD592 имеет сравнимые характеристики в меньшей температурной области (-25 °C до 105 °C). ИС источника тока LM334 (см. разд. 6.18) также имеет на выходе сигнал, пропорциональный абсолютной температуре, устанавливаемый с помощью одного резистора в соответствии с формулой J_вых (мкА) = [227 Т (°К)]/R_уст (см. рис. 15.6); эта формула включает в себя ~= 5 %-ную коррекцию на U_ ток.

Кварцевые термометры. Изменение резонансной частоты кристалла кварца может быть использовано для создания точного, с хорошей воспроизводимостью, термометра. Хотя реальные генераторы на кристалле кварца обычно имеют самый низкий температурный коэффициент, можно подобрать сечение кристалла, обеспечивающее большой коэффициент, и воспользоваться высокой точностью частотных измерений. Хорошим образцом такого датчика является прибор фирмы Newlett-Packard 2804А — термометр со встроенным микропроцессором, имеющий абсолютную точность 40 мкград в интервале от —50 до +150 °C (при расширении интервала точность уменьшается) и температурное разрешение 100 мкград. Чтобы получить такие характеристики, в приборе предусмотрена индивидуальная калибровка каждого датчика, данные с которого используются для вычисления температуры.

Пирометры и термографы. Интересен метод «бесконтактного» измерения температуры с помощью классического пирометра. Метод заключается в том, что наблюдатель, рассматривая через зрительную трубу вроде телескопа раскаленную поверхность предмета, сравнивает цвет его свечения с цветом нити накала внутри пирометра. При этом наблюдатель подстраивает ток нити накала так, чтобы ее яркость сравнялась с яркостью объекта наблюдения (причем оба рассматриваются через красный светофильтр), и считывает температуру. Этот метод удобен для измерения температуры очень горячих объектов в окислительной или в восстановительной газовой среде, где невозможно использование термопар. Обычные оптические пирометры имеют интервал измеряемых температур от 750 до 3000 °C, точность около 4 °C для нижней части интервала температур и около 20 °C — для верхнего края интервала.

Появление хороших детекторов инфракрасного излучения позволило использовать этот метод измерений и для более низких температур вплоть до обычных. Например, фирма Omega выпускает ряд инфракрасных пирометров с цифровым считыванием в области температур от —30 до +5400 °C. Измеряя интенсивность инфракрасного излучения, иногда с определенными длинами волн, вы можете определять с хорошей точностью температуру удаленных предметов. Такая «термография» с недавнего времени стала популярной в совершенно различных областях: в медицине для диагностики опухолей или в энергетике, например термография вашего дома покажет вам, где транжирится энергия.

Низкотемпературные измерения. Особое место занимает проблема точного измерения температуры криогенных (очень холодных) систем. Задача сводится к выяснению вопроса, насколько температура близка к абсолютному нулю (0 К = = —273,15 °C). Здесь имеются два пути: измерение сопротивления обычного углеродсодержащего резистора, которое при низких температурах резко возрастает, и измерение парамагнитных свойств некоторых солей. Эти вопросы касаются специальной области измерительной техники и здесь рассматриваться не будут.

Измерения позволяют управлять. Если имеется способ регулировать некоторую количественную величину, то при наличии хорошей измерительной аппаратуры можно точно управлять этой величиной. В частности, термисторы обеспечивают прекрасное управление температурой ванны или печи.

15.02. Уровень излучения

Измерение, синхронизация и наблюдение слабых световых потоков достигли высокого уровня благодаря существованию методов усиления, которые неприменимы в обычной схемотехнике. Фотоумножители, усилители с канальными пластинами, ПЗС (приборы с зарядовой связью) и УУКМ (усилитель + усилитель с кремниевой мишенью) включены в каталог высококачественных оптических детекторов. Мы сначала расскажем о самых простых детекторах (фотодиодах и фототранзисторах), а затем перейдем к экзотическим и удивительным устройствам.

Фотодиоды и фототранзисторы. Диодный переход работает как фотодетектор. Свет создает электронно-дырочные пары и тем самым вызывает ток во внешней цепи. Диоды, используемые в качестве фотодетекторов (фотодиоды и p-i-n-диоды), имеют прозрачный корпус и обладают хорошим быстродействием, высоким КПД, низким уровнем шума и малыми токами утечки. Простейший режим работы фотодиода — это когда он соединен параллельно с сопротивлением нагрузки или со входом преобразователя ток/напряжение, как показано на рис. 15.8.

Рис. 15.8.

Более быстрое срабатывание (при том же фототоке) у обратно-смещенного перехода (рис. 15.9).

Рис. 15.9.

Быстродействующие р-i-n-диоды имеют времена срабатывания несколько наносекунд или меньше (ширина полосы 1 ГГц), если нагружены на низкое сопротивление. Следует отметить, что у хороших р-i-n-диодов ток утечки так мал (меньше наноампер), что тепловые шумы сопротивления нагрузки становятся доминирующими уже при сопротивлениях, меньших или равных 100 МОм, поэтому отношение быстродействие/шум здесь выбирается на основе компромисса. Кроме того, при работе с низкими уровнями светового потока нужно учитывать и ошибки, вызываемые смещением напряжения на входе усилителя или напряжения сдвига в сочетании с «темновым» сопротивлением фотодиода.

Фотодиоды - прекрасные детекторы излучения в условиях, когда света много, но если уровень излучения низок, то сигнал с его выхода может быть слишком мал. Обычно их чувствительность порядка 1 мкА на 1 мВт падающего излучения. Поток в 1000 фотонов в 1 с, видимый невооруженным глазом, если его сфокусировать на р-i-n-диоде, вызовет фототок всего в 4·10^-16 А, что совершенно невозможно выделить на фоне шума и тока утечки. Здесь лучше применять не фотодиоды, чувствительные к фотонам (см. след. раздел о фотоумножителях), а так называемые фоторезисторы, которые имеют значительно больший выходной ток, чем фотодиоды, при сравнимых уровнях облучения, но хуже по быстродействию. Фототранзисторы работают как обычные транзисторы, но ток базы — это фототок, получаемый в переходе база-коллектор.

Недорогие фототранзисторы типа MRD701 имеют выходной ток порядка миллиампера при освещенности 1 мВт/см², времена нарастания и спада десятки микросекунд, а фототранзисторы Дарлингтона типа MRD711 имеют фототок примерно в 50 раз выше, но времена нарастания у них составляют 100 мкс или более. Заметим, однако, что добавочное усиление тока в фототранзисторах или в составных фототранзисторах не улучшает их способность детектировать очень малые уровни света (чувствительность), поскольку нижний предельный уровень определяется «темновым током» детекторного диода.

Мы имеем прекрасные результаты с фотодиодами фирмы UDT, Siemens и Наmamatsu. В каталоге последней представлено впечатляющее разнообразие детекторов, включая кремниевые p-n-переходы, р-i-n-диоды на кремнии, фотодиоды на GaAs (как диффузионные, так и Шоттки) и на GaP, лавинные детекторы. В каталоге перечислены простые детекторы различных размеров и вида, а также линейные фотодиодные матрицы. ADT выпускает серии детекторов с разъемами типа МВС.

Фотоумножители. Для детектирования и измерения малых световых потоков (и иногда с наносекундным разрешением) лучше всего пригодны фотоумножители. В них фотоны (мельчайшие частицы света) вырывают с «фотокатода», изготовленного из светочувствительного щелочного металла, электроны. В фотоумножителе этот слабый фототок усиливается благодаря ускоренному движению электронов к последующим поверхностям (динодам), из которых легко вырываются дополнительные электроны. Рис. 15.10 иллюстрирует этот процесс.

Рис. 15.10. Процесс умножения в ФЭУ.

При таком «электронном умножении» шум первоначального сигнала фототока практически не усиливается. Делитель напряжения обычно рассчитывают так, чтобы между соседними динодами падало по 100 В, при этом усиление на каждом каскаде было равно 10 или общее 10⁶. В конце концов ток собирается на аноде, потенциал которого близок к земле (см. рис. 15.11), и он бывает настолько велик, что шумы последующего усилителя уже не играют роли.

Рис. 15.11. Схема смещения динодов в фотоумножителях.

Наиболее эффективные фотокатодные материалы имеют квантовый выход, превышающий 25 %, и благодаря большому усилению, обеспечиваемому динодами, легко фиксируются отдельные фотоэлектрические акты. Если световой поток очень мал, то сигналы после ФЭУ (фотоэлектронного умножителя) подаются на импульсный усилитель, интегрирующий заряд, дискриминатор (см. подробнее рис. 13.60) и счетчик. При больших световых потоках количество фотоэлектронов становится столь большим, что анодный ток фиксируется как макроскопическая величина. ФЭУ имеют чувствительность порядка 1 А на 1 мкВт, а максимальный анодный ток ФЭУ не должен превышать 1 мА. Таким образом, число фотонов практически ограничивается величиной около 1 млн/с, что при грубой оценке соответствует падающей мощности 2·10^-12 Вт!

Обычно выпускаемые электронные приборы работают в режиме как счета импульсов, так и измерения тока на выходе. Например, «квантовый фотометр» фирмы РАР с встроенным источником высокого напряжения работает в обоих режимах. Он имеет 11 диапазонов для счета импульсов (полная шкала от 10 имп./с до 10⁶ имп./с) и 11 диапазонов считывания анодного тока (полная шкала 10 нА-1 мА).

Даже в условиях полной темноты на аноде будет небольшой ток. Он вызывается тепловыми электронами, исходящими из фотокатода и динодов, и его можно уменьшить, если охлаждать ФЭУ до температуры —25 °C и ниже. Обычно темновые токи для светочувствительного катода ФЭУ из щелочноземельных металлов имеют величину примерно 30 ед./(с·см² площади катода) при комнатной температуре. Охлажденный ФЭУ с небольшим катодом имеет темновой ток меньше единицы в секунду. Следует помнить, что ФЭУ с включенным напряжением питания не должен подвергаться воздействию обычного света; для ФЭУ, в окно которого попал дневной свет даже при отключенном питании, требуется 24 ч или более, чтобы он «остыл» и его темновой ток вернулся к нормальному уровню. В некоторых применениях (например, флуоресцентные измерения) ФЭУ могут известное время подвергаться воздействию ярких вспышек света. В этом случае вы можете минимизировать время восстановления при перегрузке, блокируя ускоряющее напряжение на первых нескольких динодах во время вспышки (некоторые изготовители предоставляют эту возможность соответствующим сочетанием ФЭУ/гнездо).

По сравнению с фотодиодами ФЭУ обладают более высоким квантовым выходом, сохраняя быстродействие (время нарастания обычно равно 2 нс). Однако они громоздки и требуют стабилизированного источника высокого напряжения, поскольку усиление ФЭУ возрастает экспоненциально в зависимости от приложенного напряжения.

Особое значение приобретают ФЭУ при работе с чрезвычайно малыми световыми потоками. Они используются при токах анода порядка микроампера или менее, следовательно, ФЭУ легко «видят» свет, который вы не можете видеть. Фотоэлектронные умножители применяют не только для непосредственного детектирования света, как в астрономии (фотометрия) и биологии (биолюминесценция, флуоресценция), но и в схемах совпадений со сцинтилляторами типа детекторов частиц и детекторов рентгеновского и гамма-излучения, которые будут рассматриваться в разд. 15.07. ФЭУ широко используются в спектрофотометрии, где они в сочетании с призмами, дифракционными решетками или интерферометрами позволяют проводить точные измерения оптических спектров. ФЭУ изготовляются фирмами RCA (Burle), Hamamatsu, EMI и EG&G.

ПЗС, усилители изображения, УКМ, УУКМ и диссекторы изображения. С помощью некоторых новейших искусных методов можно получить изображение на уровне отдельных световых квантов, т. е. можно сформировать изображение с такой же чувствительностью к малым световым потокам, что и в фотоумножителях (не дающих изображение). Эти последние изобретения удивительны. Вы можете сидеть в совершенно темной комнате и смотреть в телевизионный монитор, в котором изображаются, хотя и со множеством «бликов», все предметы в комнате.

Ключевым узлом во всех этих устройствах является электронно-оптический усилитель изображения, на выходе которого формируется яркая реплика входного изображения. Считывание осуществляется либо с помощью обычного видикона (ТВ-камеры) с кремниевой мишенью, либо с помощью матрицы ПЗС. В видиконе изображение, спроецированное на светочувствительную двумерную мишень, считывается сканированием электронного пучка, а в ПЗС-путем сдвига «изображения» по типу аналогового регистра сдвига. Чувствительность телевизионной камеры много ниже уровня отдельных фотонов — это двумерный аналог фотодиода. Поместив перед камерой трубку электронно-оптического усилителя изображения, вы совершите чудо. Схематично этот процесс изображен на рис. 15.12.

Рис. 15.12. Видикон с одним каскадом усиления изображения. 1 — изображения попадают на чувствительный фотокатод, эжекция электронов; 2 — усиленное изображение, формируемое на люминофоре выходного окна ускоренными электронами; 3 — усиление изображение попадает на чувствительную поверхность видикона, считывание осуществляется сканированием электронного пучка.

Электронно-оптические усилители поступают в двух вариантах. В усилителях с первичной генерацией чувствительная поверхность фотокатода такая же, как и в фотоумножителях. Здесь предусмотрена фокусировка электронов и имеется люминофорный экран, расположенный позади так, что фотоэлектроны от катода ускоряются под действием приложенного высокого напряжения и бомбардируют люминофор с энергией, достаточной, чтобы вызвать яркие вспышки света. С помощью такого усилителя вы можете получить на одном каскаде усиление около 50 с разрешением приблизительно 50 линий на 1 мм. Обычно ставятся два, три или четыре каскада, чтобы получить общее усиление света 10⁶ или более. Входное и выходное окна делаются из стекла с внутренним соответственно фоточувствительным или фосфорным покрытием, или же они могут изготовляться из плотной связки оптических волокон. Оптические волокна обладают тем преимуществом, что позволяют сопрягать совершенно плоские входные и выходные поверхности с искривленной поверхностью трубки.

Благодаря волоконной оптике упрощаются внешние оптические узлы, так как можно соединять эти устройства покаскадно, прямо стыкуя их вместе без всяких линз. Электронно-оптические усилители с вторичной генерацией, в которых используются «микроканальные пластинки», позволяют достичь более высоких значений для коэффициента усиления света на одном каскаде, и их лучше всего использовать при низких уровнях световых потоков, когда число «ионных актов» мало. Положительные ионы вырываются из люминофора и движутся к катоду, где производят сильный всплеск. В этих усилителях в пространство между катодом и люминофором помещается микроканальная пластина, представляющая собой связку микроскопических полых трубок, внутренняя поверхность которых покрыта умножающим слоем по типу динодов. Фотоэлектроны от катода ударяются снизу об эти каналы, вырывая вторичные электроны, благодаря чему получается усиление света порядка 10000 (рис. 15.13).

Рис. 15.13. Электронно-оптический усилитель с микроканальной пластиной и с электростатической фокусировкой.

Можно получить разрешение около 20 лин./мм, а используя специфические конфигурации («J-канал», «С-канал», «шеврон»), почти полностью решить проблему дефицита ионных актов. В результате получается усилитель изображения с таким же квантовым выходом, как и фотоумножитель (20–30 %).

Использование почти бесшумного умножения электронов позволяет довести уровень усиленного света до уровня чувствительности видикона или ПЗС. Такие усилители, совмещенные в одной трубке с видиконом, имеющим кремниевую мишень, называют УКМ (усилители с кремниевой мишенью). УУКМ (усилитель + усилитель с кремниевой мишенью) — это УКМ, перед которым с внешней стороны встроен дополнительный усилитель (рис. 15.14). Эти приборы позволяют видеть в темноте и широко применяются как в астрономии, так и для военных действий в ночное время.

Рис. 15.14. Усилитель + усилитель с кремниевой мишенью (УУКМ).

_{1 — изолирующий «герметизирующий» материал; 2 — люминофор; 3 — высоковольтные выводы; 4 — фотокатод; 5 — магнитная отклоняющая система; 6 — цоколь трубки видикона; 7 — входное окно диаметром 18 мм (связка оптических волокон); 8 — электростатическая фокусировка; 9 — стекловолоконный диск; 10 — кремниевая мишень (видикон); 11 — электронный пучок для сканирующего считывания.}

Интересную модель фотоэлектронного усилителя изображения представляет собой так называемый диссектор изображения - хитроумное устройство, которое фактически является предшественником описанных приборов. В нем после площадки чувствительного фотокатода располагается цепочка обычных для фотоумножителей динодов. Между фотокатодом и динодами имеется небольшая диафрагма и несколько отклоняющих электродов так, что любое пятно на фотокатоде может стать активной областью генерации электронов, умножаемых системой динодов. Можете считать, что диссектор изображения — это тот же фотоумножитель, но у которого рабочая область на фотокатоде электронным путем может перемещаться. Квантовый выход и усиление те же, что и у обычных ФЭУ, но от усилительных видиконов, ПЗС и УКМ (у всех у них изображение интегрируется) диссекторы отличаются тем, что между считываниями изображение в пределах входного поля зрения не накапливается. Конечно, детекторные матрицы ПЗС могут использоваться и без усилителя.

Компании EGG Reticon, Kodak, TI, Tektronix, Thomson и Toshiba выпускают их в виде одномерной («линейной») матрицы, содержащей до 4096 ячеек, или же в виде двумерной (плоской) матрицы, содержащей 256К (512x512) и более ячеек (так называемых «пикселов», или «элементов растра»). Toshiba, например, выпускает плоские детекторы с размещением до 2·10⁶ пикселов на один кристалл. Линейные матрицы более удобны как детекторы в спектроскопии; плоские же — для двумерных изображений, в телевизорах.

Все ПЗС являются свето-интегрирующими устройствами, т. е. у них, пока матрица не считывается, заряд в каждом пикселе накапливается. Во время считывания ПЗС ведет себя как аналоговый регистр сдвига с изображением растрового типа, возникающим в виде последовательных аналоговых импульсов на одной шине.

15.03. Деформация и смещение

Измерение таких физических переменных, как положение и сила, само по себе достаточно сложно, и любой измерительный прибор должен включать в себя такие устройства, как тензодатчик, ДПЛП и т. п. Основным здесь является измерение перемещения. Существует несколько прекрасных методов измерения положения, смещения (изменение положения) и деформации (относительное удлинение).

ДПЛП. Весьма распространены ДПЛП (дифференциальные преобразователи линейных перемещений), название которых само объясняет их суть. Они строятся в виде трансформаторов с подвижным сердечником, в которых возбуждается переменным током одна обмотка и измеряется индуцированное напряжение во второй обмотке. Вторичные цепи имеют в середине отвод (или делаются как две отдельные обмотки) и располагаются симметрично по отношению к первичной, как показано на рис. 15.15.

Рис. 15.15. Датчики перемещений. а — дифференциальный преобразователь линейных перемещений (ДПЛП), вид в разрезе; б — схема ДПЛП; в — выходное напряжение ПЛП в зависимости от перемещения; г — схема тензодатчика.

ДПЛП выпускаются различных размеров и охватывают диапазон перемещений от 0,125 до 625 мм, с частотами возбуждения от 50 Гц до 30 кГц и точностью от 1 до 0,1 % или еще лучше. Лидирующей в этой области является фирма Schaevitz, в каталоге которой представлен широкий выбор линейных и угловых («ДПВП»[4]) преобразователей, приборов, преобразующих измерения датчиков ДПЛП в давление, силу, ускорение и т. п., а также устройств считывания данных ДПЛП. Если вы работаете в этой области и пользуетесь ДПЛП, у вас может возникнуть желание создать собственную аппаратуру, возможно использующую ИМС, предназначенные для специальных целей. Например, прибор Signetics NE5520/1 «LVDT[5] Signal Conditioner» выдает сигналы синусоидального возбуждения и включает в себя синхронный демодулятор, обеспечивающий выходное напряжение пропорциональное перемещению, измеренному ДПЛП. Устройства 2S54/6 Analog Devices являются синхронными демодуляторами с высокой линейностью (0,01 %), имеющими встроенные А/Ц-преобразователи, обеспечивающие прямые цифровые выходы (14 и 16 бит соответственно).

Тензодатчики. Тензодатчики измеряют удлинение и (или) изгиб сборки из четырех металлических тонкопленочных резисторов, подвергаемой деформации. Они выпускаются в виде законченных комплектов размерами от 0,4 мм до нескольких сантиметров с сопротивлением, обычно равным приблизительно 350 Ом/плечо. Электрическая схема тензодатчиков подобна мосту Уитстона: на два противоположно расположенных зажима подается постоянное напряжение, а с двух других снимается разность потенциалов, как уже рассматривалось в разд. 7.09. Выходные напряжения очень малы, обычно около 2 мВ на 1 В возбуждения при полной шкале деформации, точность от 1 до 0,1 % всей шкалы (см. рис. 15.15, г).

Очень нелегко измерять относительно малые удлинения, и определение величины деформации в этом случае, к сожалению, ненадежно. Небольшие различия в температурных коэффициентах элементов моста влияют на их чувствительность к температуре, что ограничивает точность деформации. Это проблематично даже в условиях контролируемой температуры окружающей среды из-за явления саморазогрева. Например, при возбуждении постоянным током напряжение 10 В 350-омного моста в чувствительном элементе рассеивается 300 мВт, а его температура возрастает на 10 °C (или больше), что вызывает ошибку в реальном сигнале от 0,1 до 0,5 % для всей шкалы.

В последнее время получили распространение полупроводниковые тензодатчики. На выходе они дают сигнал, в 10 раз превышающий сигнал металлопленочных приборов, а их сопротивление составляет несколько сотен омов. И что особенно важно, для их возбуждения можно использовать источник тока, а не источник напряжения, а это дает возможность минимизировать чувствительность к температуре.

Емкостные преобразователи. Очень чувствительный метод измерения перемещений может быть реализован, если использовать преобразователь, состоящий просто из двух близко расположенных друг к другу пластин или из пластины, заключенной между парой внешних пластин. Включив такой конденсатор в резонансную схему или используя мост, возбуждаемый переменным током высокой частоты, можете улавливать и измерять очень малые изменения положения. Емкостные микрофоны используют этот принцип для преобразования акустического давления или скорости его изменения в электрический сигнал звуковой частоты.

Интересные схемные решения применяются в усилителях для конденсаторных микрофонов, и они имеют большое практическое значение, поскольку многие из лучших микрофонов для записи являются просто емкостными датчиками положения, состоящими из тонкой металлизированной пластиковой фольги, расположенной почти вплотную к жестко закрепленной пластине. Конденсатор заряжается через большое сопротивление напряжением от 50 до 100 В, и фиксируются изменения напряжения при движении диафрагмы в звуковом поле.

Конденсаторные микрофоны имеют чрезвычайно высокие импедансы источника (типичная капсула имеет емкость около 20 пФ или реактивное сопротивление около 400 МОм при 20 Гц), поэтому шансы, что сигнал сумеет пройти даже через кабель малой длины, практически отсутствуют, если не поместить непосредственно при капсуле предусилитель. На рис. 15.16 представлены два способа усиления напряжения с капсулы, амплитуда которого может принимать значения от 1 мВ до 100 мВ (эфф.) для обычно используемых материалов.

Рис. 15.16. Усилители для емкостных микрофонов.

В первой схеме малошумящий операционный усилитель на полевых транзисторах обеспечивает усиление 20 дБ и низкое выходное сопротивление, необходимое, чтобы возбудить однопроводную экранированную линию. Поскольку усилитель должен располагаться вплотную к капсуле микрофона (в пределах нескольких сантиметров), следует рабочие напряжения (смещение для капсулы, а также питание ОУ) подавать через микрофонный кабель, а в данном случае по дополнительным проводам.

Особенностью этой схемы является плавающая микрофонная капсула, позволяющая упростить задание смещения ОУ. R₁ и С₁ — фильтр напряжения смещения микрофона, a R₂ должен иметь высокое сопротивление по сравнению с капсулой на всех звуковых частотах, R₅ и С₄ образуют фильтр ВЧ, так как линия несбалансирована и в нее, следовательно, могут проникать радиочастотные наводки и помехи.

Эта схема не лишена некоторых недостатков. Она требует 4-жильного кабеля, тогда как промышленностью выпускается стандартный экранированный двухжильный кабель. К этому же плавающая капсула создает чисто технические трудности. Эти недостатки ликвидируются во второй схеме, где смещение на капсулу подается по линии, служащей и для передачи звуковой частоты, причем линия представляет собой согласованную 200-омную пару. Один электрод капсулы заземлен, а p-канальный p-n-полевой транзистор (ПТ) используется в режиме истокового повторителя, работающего на небольшой трансформатор звуковой частоты. Однополюсный выход восстанавливается на удаленном конце, где смещение подается на центральное ответвление трансформатора. Кое-кто может возразить, что увеличение числа трансформаторов - плохая идея, но на практике они прекрасно работают.

Углы. Угол поворота объекта с достаточно хорошей точностью можно преобразовать в электрические сигналы. Например, имеются модификации ДПЛП для измерения углов поворота, весьма популярны вращающиеся синусо-косинусные преобразователи. В обоих случаях используется возбуждение переменным током, и угловое положение легко измеряется вплоть до дуговой минуты. Приложив некоторые усилия, можно измерять углы и на уровне дуговой секунды. В других приборах используется, например, световой пучок, падающий на стеклянный диск с серыми радиальными штрихами.

Интерферометрия. Измерения положения с высокой точностью можно проводить, используя отражение лазерного луча от зеркал, скрепленных с предметом, и считывая число интерференционных полос. Предельная точность таких методов определяется длиной волны излучения, так что приходится приложить большие усилия, чтобы добиться точности, большей чем полмикрона (1 микрон, или микрометр, равен 1/1000 мм). Например, промышленный измеритель на лазере, выпускаемый фирмой Hewlett-Packard, имеет разрешение, приближающееся 10^-6 см. Лазерные интерферометры сейчас используют для непрерывных наблюдений, для измерений плоскостности и для решения различных задач в научно-исследовательских лабораториях. В Национальном бюро стандартов большинство прецизионных измерений размеров осуществляется интерференционно с помощью Deslatt. Дислетты, несомненно, прекрасны, когда требуется проводить прецизионные физические измерения, так как они позволяют измерять интервалы до миллиангстрема (10^-11 см) и углы в дуговых миллисекундах.

Кварцевые генераторы. Кварцевые кристаллы откликаются на деформацию изменением своей резонансной частоты, таким образом обеспечивая очень точный метод измерения малых смещений или измерений давления. Кварцевые преобразователи давления обеспечивают самое высокое разрешение из всех устройств, имеющихся в настоящее время (об этом см. ниже).

15.04. Ускорение, давление, сила, скорость

Описанные методы позволяют измерять ускорение, давление и силу. Акселерометры содержат в себе тензодатчик, связанный с массивным пробником, или датчик емкостного типа, которые реагируют на изменение в положении пробной массы. В акселерометрах, которые измеряют непосредственно перемещение пробной массы для получения выходного сигнала, приходится демпфировать систему для предотвращения колебаний. В некоторых системах используют обратную связь, препятствующую массе перемещаться относительно тела акселерометра. В этом случае выходной сигнал акселерометра будет соответствовать величине силы, возникающей в петле обратной связи.

ДПЛП, тензодатчики, емкостные преобразователи и кварцевые генераторы применяются для измерений давления в сочетании со специальными устройствами, такими, как манометр Бурдона, полые спиральные кварцевые трубки, которые раскручиваются при заполнении газом. ДПЛП, например, охватывают область измерений от 70 гс/см² до 7 гс/см² или больше. Кварцевые осцилляторы обеспечивают самое высокое разрешение и точность. Образцы, выпускаемые фирмой Раroscientific, обеспечивают точность 0,01 % и стабильность 0,001 %. Фирма Hewlett-Packard выпускает кварцевые манометры с полной шкалой 800 кгс/см² и паспортным разрешением 0,7 гс/см².

Для измерения силы и веса часто используются ДПЛП, хотя здесь подходит любой метод измерения перемещений. Полная шкала общедоступного ряда приборов охватывает диапазон от 10 г до 250 г с точностью 0,1 %. Для измерения с высокой точностью малых сил в лабораторных условиях используют приборы с торсионным балансированием кварцевой нити, электростатической балансировкой и т. п. Интересный пример современного подхода представляет собой гравиметр разработки фирм Goodkind и Warburton. В нем вес сверхпроводящей сферы под действием магнитного поля грубо компенсируется в нуль, а остаточный небаланс снимается с помощью электростатических датчиков и пластин. Такой метод позволяет измерять изменения гравитационного поля до 10^-9 и с легкостью наблюдать изменение барометрического давления, связанное с влиянием воздушных масс на локальное гравитационное поле!

Магнитные преобразователи скорости. Прежде всего следует отметить, что датчики перемещений можно использовать для измерения скорости, которая является производной положения по времени. Однако можно и непосредственно проводить измерения скорости, принимая во внимание, что напряжение, индуцируемое в проволочной петле, движущейся в магнитном поле, пропорционально скорости изменения магнитного потока, пронизывающего петлю. Такие устройства для измерения скорости содержат длинную проволочную катушку с магнитным сердечником, движущимся внутри ее. Чаще всего магнитные датчики скорости используются в промышленных звукозаписывающих и воспроизводящих устройствах: микрофонах (и в обратном варианте — громкоговорителе), кассетных магнитофонах, электромагнитных звукоснимателях, аналоговых записывающих устройствах. Эти датчики обычно дают сигналы очень низкого уровня (несколько милливольт) и требуют своеобразных схемных решений. Чтобы получить высококачественное воспроизведение звука, надо снизить шумы и наводки на 60 дБ и более, т. е. до уровня микровольт. Поскольку в студиях звукозаписи и на радиостанциях эти сигналы проходят по кабелю очень большое расстояние, задача может осложниться.

На рис. 15.17 показаны способы усиления слабых сигналов от микрофонов и магнитных звукоснимателей.

Рис. 15.17. Усилители для динамического микрофона и электромагнитного звукоснимателя.

Динамический микрофон противоположен по принципу громкоговорителю: катушка под действием звукового давления движется в магнитном поле. Выходной импеданс этих приборов 200 Ом, а уровень сигналов от 50 мкВ до 5 мВ (эфф.) для тихой речи и концертного зала соответственно. Всякий соединительный кабель значительной длины представляет собой сбалансированную и экранированную скрученную пару и заканчивается стандартным 3-штырьковым разъемом XLR Cannon для звуковой аппаратуры. На дальнем конце кабеля производится преобразование сопротивления к уровню около 50 кОм с помощью высококачественного звукового согласующего трансформатора, как показано на рис. 15.17, а. Уровень сигнала при этом трансформируется к значениям от 1 мВ до 100 мВ (эфф.), и, как показано, далее сигнал должен усиливаться малошумящим предусилителем. Хотя часто используются предусилители с усилением 40 дБ, но, чтобы получить хорошие параметры при перегрузках, лучше остановиться на усилении 20 дБ. Это особенно справедливо при записи популярной музыки, где певцы часто заканчивают выступление выкриками прямо в микрофон. Использование сбалансированного 200-омного микрофонного кабеля значительно ослабляет помехи благодаря его способности подавлять синфазные сигналы. Хорошие трансформаторы звуковых частот, предназначенные для такого рода применений, имеют электростатический экран между обмотками, что дополнительно уменьшает чувствительность в ВЧ-наводкам. Если радиочастотные помехи недостаточно подавляются этой схемой, как может быть при наличии близко расположенных передающих станций, можно добавить на входе предусилителя низкочастотный фильтр. Наводки можно подавить, если последовательно входу подключить резистор 1 кОм (или небольшой дроссель) и заземленный конденсатор 100 пФ.

Звукосниматели не нуждаются в сбалансированной линии, так как кабель к предусилителю обычно очень короткий. Стандартный способ - это просто использовать одножильный экранированный провод, конец которого заземляется через 47 кОм, что нужно для получения надлежащей частотной характеристики (рис. 15.17, б). Здесь показан также входной фильтр для уменьшения наводок радиочастот, которые являются всеобщей проблемой в городах. ВЧ-сигналы на входе звуковой аппаратуры ставят специфические задачи, так как вследствие нелинейностей усилителя звуковых частот в диапазоне радиочастот происходит их паразитное детектирование, в результате чего возникают помехи на звуковых частотах и искажения. При конструировании ВЧ-фильтра нельзя делать емкость нагрузки большой (не больше 300 пФ, включая емкость кабеля), иначе изменится частотная характеристика полезного сигнала.

Чтобы сохранить уровень шума низким, сопротивление последовательной цепи следует выбирать не более нескольких сотен омов. До некоторой степени большие величины индуктивности можно безбоязненно использовать, поскольку индуктивность самой головки обычно составляет 0,5 Г. Приведенная усилительная схема имеет стандартную характеристику RIAA, используемую для звукозаписи в США.

15.05. Магнитное поле

Точные измерения магнитных полей необходимы в научных исследованиях при наличии измерительной аппаратуры, в которой используются магнитные поля (магнитный резонанс, магнетроны, приборы с магнитной фокусировкой электронов и т. п.), а также в геологии при разведке полезных ископаемых. Для измерений на уровне 1 % достаточно датчиков на эффекте Холла. Эффект Холла вызывает появление поперечного напряжения на токонесущем куске материала (обычно это полупроводник), помещенном в магнитное поле, и полная шкала промышленных магнитометров на основе эффекта Холла перекрывает область от 1 Гс (гаусс) до 10 кГс. Чтобы вы имели представление о масштабе этих величин, скажем, что Земля обладает полем примерно 0,5 Гс, в то время как сильный постоянный магнит - несколько сотен гаусс. Холловские магнитометры дешевы, несложны, небольших размеров и надежны. Например, недорогой TLI73 фирмы TI является законченным линейным датчиком на основе эффекта Холла, размещенным в трехполюсном пластиковом корпусе ТО-92. При питании от +12 В на выходе его постоянное напряжение возрастает на 1,5 мВ на каждый гаусс приложенного магнитного поля. Sprague также выпускает ряд линейных холловских датчиков (серии VG 3500/3600). Эффект Холла используется также при построении бесконтактных распределительных щитов и панелей переключений, как было отмечено в разд. 9.04.

Давно известен метод, в котором многовитковая проволочная катушка либо вращается в магнитном поле с некоторой постоянной скоростью, либо перемещается поступательно. При этом измеряется соответственно или индуцированное переменное напряжение, или интегральный ток. Сама по себе катушка очень проста, и для нее имеется стройная электромагнитная теория, но применение таких катушек делает приборы громоздкими, да и выглядят они старомодно.

Для измерения очень малых магнитных полей нет ничего лучше СКИПа (SQUID — сверхпроводящий квантовый интерференционный прибор) — весьма хитроумного устройства на сверхпроводниках, легко измеряющего один квант магнитного потока (0,2 мкГс на 1 см²). С помощью СКИПа можно измерить магнитное поле, наводимое в вашем теле, когда вы пьете стакан холодной воды, если это зачем-либо понадобится. Имеются фантастические устройства, требующие значительного оснащения криогенной аппаратурой, жидким гелием и т. п., и здесь нет необходимости их рассматривать. Точные измерения магнитного поля в диапазоне килогаусса лучше всего осуществляются с помощью ЯМР (ядерный магнитный резонанс) — магнитометра. Это устройство, в котором используется прецессия атомных ядер (обычно водорода) во внешнем магнитном поле. Этим методом пользуются физики, и точность измерения без усилий достигается порядка 10^-6 или еще лучше. Поскольку выходным сигналом является частота, подходят все методы точного измерения частоты-времени (более подробно об этом сказано ниже).

В таких приборах, как магнитометры с насыщенным сердечником и магнитные усилители, осуществляется еще один способ измерения магнитных полей. В них феррит возбуждается переменным полем, а наблюдаемый сигнал соответствует наложенному внешнему полю.

15.06. Вакуумные манометры

Измерения в вакууме, к счастью, не вызывают затруднений, и вакуум играет немаловажную роль, например, при производстве транзисторов и ИМС, изготовлении тонких пленок и сублимации кофе. Основным измерительным прибором в подобных процессах служит ионизационный манометр Баярда/Алперта, который внешне напоминает вывернутую наизнанку вакуумную лампу-триод (рис. 15.18).

Рис. 15.18. Ионизационный манометр.

Горячая нить накала испускает электроны, которые притягиваются к положительно заряженному аноду. На пути к аноду пучок электронов сталкивается с находящимися в трубке молекулами газа и создает положительно заряженные ионы, которые притягиваются к центральному электроду, потенциал которого близок к потенциалу земли. Ионный ток в точности пропорционален молекулярной плотности газа, т. е. давлению. Ионные манометры используют в тех случаях, когда давление (вакуум!) измеряется в пределах от 10^-3 до 10^-11 мм рт. ст. (единица давления 1 мм рт. ст. называется также торром, нормальное атмосферное давление равно 760 мм рт. ст.). Для того чтобы поддерживать давление равным 10"10 мм рт. ст., требуется величайшая тщательность в работе, даже наличие отпечатка пальца на внутренней стороне баллона может свести на нет все ваши усилия.

Для измерения более умеренных уровней давления (от 1 мм рт. ст. до 1 мкм рт. ст., такое давление создают с помощью механических форвакуумных насосов) чаще всего используют манометры с термопарой, соединенной с небольшим нагревателем; через нагреватель пропускают некоторый ток и определяют температуру с помощью термопары. «Аппарат» охлаждается остаточным газом, при этом понижается выходное напряжение термопары. Манометры с термопарами обычно используют для того, чтобы узнать, когда можно включать насосы (диффузионные или ионизационные) высокого вакуума. Фирма Cranville-Phillips выпускает улучшенный вариант теплоотдающего манометра, работа которого основана на сходных принципах. Этот манометр называют «конвектроном», с его помощью измеряют давление в диапазоне от 1 мм рт. ст. до атмосферного давления.

15.07. Детекторы элементарных частиц

В ядерной физике и физике элементарных частиц, а также в многочисленных областях науки, использующих в своей практике радиоактивные частицы (медицина, судебная экспертиза, промышленный контроль и т. п.), существенное место отводится вопросам обнаружения, идентификации, спектрального анализа заряженных частиц и фотонов высоких энергий (рентгеновских лучей и гамма-лучей). Сначала рассмотрим детекторы рентгеновского и гамма-излучения, а затем детекторы заряженных частиц.

Детекторы рентгеновского и гамма-излучения. Классический образ искателя урана предполагает седеющего, измученного жарой субъекта, который бродит по пустыне со счетчиком Гейгера в руке. В наши дни в отношении детекторов достигнут значительный прогресс. Во всех современных детекторах используется следующий эффект: энергия поступающего в детектор фотона используется для ионизации какого-либо атома, при этом благодаря фотоэлектрическому эффекту излучается электрон. С этим электроном поступают по-разному в различных типах датчиков.

Ионизационная камера, пропорциональный счетчик, счетчик Гейгера. Эти детекторы состоят из цилиндрической (как правило) камеры, имеющей в диаметре несколько сантиметров, и проходящего в центре тонкого провода. Камера бывает заполнена каким-либо газом или смесью газов. С одной стороны имеется узкое «окошко» из материала, пропускающего интересующее вас излучение (пластик, бериллий и т. п.). Центральный провод имеет положительный потенциал и подключается к некоторой электронной схеме. Типичная конструкция такого детектора представлена на рис. 15.19.

Рис. 15.19. Пропорциональный счетчик частиц.

Когда в камере появляется квант излучения, он ионизирует атом, и тот испускает фотоэлектрон, последний затем отдает энергию, ионизируя атомы газа до тех пор, пока запас энергии не иссякнет. Оказывается, что электрон отдает около 20 В энергии в расчете на создаваемую им пару электрон — ион, следовательно, полный заряд, высвобожденный фотоэлектроном, пропорционален энергии, которую первоначально несло излучение. В ионизационной камере этот заряд собирается и усиливается усилителем заряда (интегрирующим), который работает также как фотоумножитель. Итак, выходной импульс пропорционален энергии излучения. Аналогичным образом работает пропорциональный счетчик, но на его центральном проводе поддерживается более высокое напряжение, следовательно, притягиваемые к нему электроны вызывают дополнительную ионизацию и результирующий сигнал получается большим. Эффект умножения заряда позволяет использовать пропорциональные счетчики при небольших значениях энергии излучения (порядка киловольт и ниже), когда ионизационные счетчики использовать невозможно. В счетчике Гейгера на центральном проводе поддерживается достаточно высокое напряжение, при котором любая начальная ионизация порождает большой одиночный выходной импульс (фиксированной величины). В данном случае вы получаете хороший большой выходной импульс, но не имеете никакой информации об энергии рентгеновского излучения.

В разд. 15.16 вы познакомитесь с интересным прибором, называемым анализатором ширины импульсов, который позволяет преобразовать последовательность импульсов различной ширины в гистограмму. Если ширина импульса является мерой энергии частицы, то с помощью такого прибора получим не что иное, как энергетический спектр! Итак, с помощью пропорционального счетчика (но не счетчика Гейгера) можно проводить спектрографический анализ излучения.

Подобные газонаполненные счетчики используют в диапазоне значений энергии от 1 кэВ до 100 кэВ. Пропорциональные счетчики обладают разрешающей способностью порядка 15 % при значении энергии 5,9 кэВ (распространенная для излучения калибровка, которую обеспечивает распад железа-55). Они недороги и могут иметь как очень большие, так и очень маленькие габариты, но для них требуется высокостабильный источник питания (умножение растет по экспоненциальному закону с напряжением), и они не отличаются высоким быстродействием (максимальная практически достижимая скорость счета грубо определяется величиной 25 000 имп./с).

Сцинтилляторы. Сцинтилляторы преобразуют энергию фотоэлектрона, электрона Комптона или пары электрон-позитрон в световой импульс, который воспринимается подключенным к прибору фотоумножителем. Распространенным сцинтиллятором является кристаллический иодид натрия (Nal) с примесью талия. Как и в пропорциональном счетчике, в этом датчике выходной импульс пропорционален поступающей энергии рентгеновского (или гамма) излучения, а это значит, что с помощью анализатора ширины импульсов можно производить спектрографический анализ (разд. 15.16).

Обычно кристалл Nal обеспечивает разрешение порядка 6 % при значении энергии 1,3 МэВ (распространенная для гамма-излучения калибровка, которую обеспечивает распад кобальта-60) и используется в энергетическом диапазоне от 10 кэВ до нескольких ГэВ. Световой импульс имеет длительность порядка 1 мкс, следовательно, эти детекторы обладают достаточно высоким быстродействием. Кристаллы Nal могут иметь различные размеры, вплоть до нескольких сантиметров, однако они сильно поглощают воду, следовательно, хранить их следует в закрытом виде. В связи с тем, что свет нужно каким-то образом устранять, кристаллы обычно поставляют в металлическом корпусе, имеющем окошко, закрытое тонкой пластинкой алюминия или бериллия, в котором находится интегральный фотоумножитель.

В сцинтилляторах используют также пластики (органические материалы), которые отличаются тем, что они очень недороги. Разрешение у них хуже, чем у иодида натрия, и используют их в основном в тех случаях, когда имеют дело с энергией выше 1 МэВ. Световые импульсы получаются очень короткими — их длительность составляет примерно 10 нс. В биологических исследованиях в качестве сцинтилляторов используют жидкости («коктейли»). При этом материал, исследуемый на радиоактивность, примешивается к «коктейлю», который помещается в темную камеру с фотоумножителем. В биологических лабораториях можно встретить очень красивые приборы, в которых процесс автоматизирован; в них через камеру счетчика одна за другой помещаются различные ампулы и регистрируются результаты.

Детекторы на твердом теле. Как и в других областях электроники, революцию в области обнаружения рентгеновского и гамма-излучения произвели достижения в технологии изготовления кремниевых и германиевых полупроводников. Детекторы на твердом теле работают точно так же, как классические ионизационные камеры, но активный объем камеры заполняется в данном случае непроводящим (чистым) полупроводником. Приложенный потенциал порядка 1000 В вызывает ионизацию и генерирует импульс заряда. При использовании кремния электрон теряет всего около 2 эВ на пару электрон — ион, значит, при той же энергии рентгеновского излучения создается гораздо больше ионов, чем в пропорциональном газонаполненном детекторе, и обеспечивается лучшее энергетическое разрешение благодаря более представительным статистическим данным. Некоторые другие, менее значительные эффекты также способствуют тому, что прибор имеет улучшенные характеристики.

Выпускают несколько разновидностей детекторов на твердом теле: на основе Si(Li) (называются «силли»), Ge(Li) («жилли») и чистого германия (или IG), отличающихся друг от друга материалом полупроводника и примесей, используемых для того, чтобы обеспечить изолирующие свойства. Все они работают при температуре жидкого азота (—196 °C), и все типы полупроводников с примесью лития нужно постоянно держать в холодном состоянии (повышенная температура влияет на детектор так же плохо, как на свежую рыбу). Типовые детекторы на основе Si(Li) имеют диаметр от 4 до 16 мм и используются в энергетическом диапазоне от 1 до 50 кэВ. Детекторы на основе Ge(Li) и IG используют при работе с более высокими значениями энергии, от 10 кэВ до 10 МэВ. Хорошие детекторы на основе Si(Li) обладают разрешением 150 эВ при значении энергии 5,9 кэВ (2,5 %, разрешение в 6–9 раз лучше, чем у пропорциональных счетчиков), германиевые детекторы обладают разрешением порядка 1,8 кэВ при значении энергии 1,3 МэВ (0,14 %).

Для того чтобы проиллюстрировать, что дает такое высокое разрешение, мы бомбардировали лист нержавеющей стали протонами с энергией 2 МэВ и проанализировали полученный рентгеновский спектр. Это явление называют рентгеновской эмиссией за счет протонов, и оно является мощным средством анализа веществ, при котором используется взаимное расположение спектров элементов. На рис. 15.20 показан энергетический спектр (полученный с помощью анализатора ширины импульсов), каждому элементу соответствуют два видимых рентгеновских импульса, по крайней мере при использовании детектора на основе Si(Li).

Рис. 15.20. Рентгеновский спектр листа нержавеющей стали, полученный с помощью аргонового пропорционального счетчика и детектора на основе Si(Li).

На графике можно видеть железо, никель и хром. Если нижнюю часть графика укрупнить, то можно будет увидеть и другие элементы. При использовании пропорционального счетчика получается «каша». Рис. 15.21 иллюстрирует аналогичное положение для детекторов гамма-излучения.

Рис. 15.21. Гамма-спектр кобальта-60, полученный с помощью сцинтиллятора на основе иодида натрия и детектора на основе Ge(Li).

_{(Из брошюры Canberra Ge(Li) Detector Systems фирмы Canberra Industries, Inc.)}

На этот раз сравниваются между собой сцинтиллятор на основе Nal и датчик на основе Ge(Li). Этот график нам помогли получить коллеги из фирмы Canberra Industries. Выражаем благодарность мистеру Тенчу. Как и в предыдущем случае, преимущество в отношении разрешающей способности оказалось на стороне детекторов на твердом теле. Детекторы на твердом теле обладают самым высоким энергетическим разрешением среди всех детекторов рентгеновского и гамма-излучения, но у них есть и недостатки: маленькая активная область в большом и неуклюжем корпусе (см., например, рис. 15.22), относительно невысокое быстродействие (время восстановления составляет 50 мкс и более), высокая стоимость и, кроме того, для работы с ними нужно запастись большим терпением (но может быть вам и понравится нянчиться с «пожирателем» жидкого азота, кто знает).

Рис. 15.22. Криостат с датчиком Ge(Li).

_{(С разрешения фирмы Canberra Industries, Inc.)}

Детекторы заряженных частиц. Детекторы, которые мы только что описали, предназначены для определения энергии фотонов (рентгеновских и гамма-лучей), но не элементарных частиц. Детекторы элементарных частиц имеют несколько иной облик; кроме того, заряженные частицы отклоняются электрическим и магнитным полями в соответствии с их зарядом, массой и энергией, благодаря чему измерять энергию заряженных частиц значительно проще.

Детекторы с поверхностным энергетическим барьером. Эти германиевые и кремниевые детекторы аналогичны детекторам из Ge(Li) и Si(Li). Однако их не требуется охлаждать, а это намного упрощает конструктивное оформление прибора. (А у вас появляется шанс получить свободное время!) Детекторы с поверхностным энергетическим барьером выпускают с диаметрами от 3 до 50 мм. Их используют в энергетическом диапазоне от 1 МэВ до сотен МэВ, они обладают разрешением от 0,2 до 1 % при значении энергии альфа-частиц, равном 5,5 МэВ (распространенная энергетическая калибровка, которая обеспечивается при распаде америция-241).

Детекторы Черепкова. При очень высоких значениях энергии (1 ГэВ и выше) заряженная частица может опередить свет в материальной среде и вызвать излучение Черенкова, «видимую ударную волну». Они находят широкое применение при экспериментах в физике высоких энергий.

Ионизационные камеры. Классическую газонаполненную камеру, которую мы рассмотрели выше в связи с рентгеновским излучением, можно использовать также в качестве детектора заряженных частиц. Простейшая ионизационная камера состоит из камеры, заполненной аргоном, и проходящего по всей ее длине провода. В зависимости от того, для работы с какими энергиями предназначена камера, ее длина может составлять от нескольких сантиметров до нескольких десятков сантиметров; в некоторых разновидностях прибора используют не один, а несколько проводов или пластин и другие газы-наполнители.

Душевые камеры. Душевая камера является электронным эквивалентом ионизационной камеры. Электрон попадает в камеру, заполненную жидким аргоном, и создает «душ» из заряженных частиц, которые затем притягиваются к заряженным пластинам. Специалисты в области физики высоких энергий любят называть такие приборы калориметрами.

Сцинтилляционные камеры. Заряженную частицу можно обнаружить с очень хорошим энергетическим разрешением с помощью фотоумножителей по ультрафиолетовым вспышкам, которые возникают при движении заряженной частицы в камере, заполненной жидким или газообразным аргоном или ксеноном. Сцинтилляционные камеры обладают более высоким быстродействием по сравнению с ионизационными и душевыми камерами.

Дрейфовые камеры. Это новейшее достижение в области физики высоких энергий, которое обусловлено успехами в области быстродействующих диалоговых вычислительных систем. Концепция их проста: камера, в которой под атмосферным давлением находится газ (обычная смесь аргона с этаном) и множество проводов с приложенным к ним напряжением. В камере действуют электрические поля, и когда в нее попадает заряженная частица, ионизирующая газ, ионы оказываются в сфере действия проводов. Отслеживаются амплитуды сигналов и моменты времени по всем проводам (вот здесь и приходит на помощь ЭВМ), и на основе этой информации строится траектория движения частицы. Если в камере действует еще магнитное поле, то можно также определить количество движения. Дрейфовая камера завоевала положение универсального детектора заряженных частиц для физики высоких энергий. Она может обеспечить пространственное разрешение порядка 0,2 мм и выше для объемов, которые могут вместить даже вас.

15.08. Щупы, используемые в биологии и химии

Биологические и химические науки дают немало примеров любопытных измерений: электрохимические методы, в которых используются ионные электроды, электрофорез, вольтаметрия и полярографический анализ, а также хроматография, инфракрасная и визуальная спектроскопия, ЯМР, масс-спектроскопия, рентгеновская спектроскопия, ядерная квадратичная спектроскопия, электронная сканирующая микроскопия и др. Бесполезно пытаться в данной книге представить сколько-нибудь полный перечень этих сложных методов измерений. Более того, такая попытка лишь создаст впечатление, что эти методы не обладают фундаментальностью, присущей физическим измерениям, о которых речь шла выше в этой главе.

Для того чтобы дать представление о проблемах, возникающих при химических и биологических измерениях, опишем простейший вид измерений: определение потенциалов, возникающих на микроэлектроде (используемом для изучения нервных и мускульных сигналов в биологических системах), на ионном электроде (используемом для измерения концентрации определенных ионов в растворе) и на электрохимическом щупе. Как обычно, приходится сталкиваться с некоторыми загадками, если стремиться к тому, чтобы измеряемые величины имели смысл.

Микроэлектроды. Для того чтобы определить напряжение на нервном окончании или в клетке, пользуются электродами с диаметром, равным всего лишь нескольким сотням ангстрем (1 А = 10^-8 см, что приблизительно равно размеру атома водорода). Оказывается, в качестве электрода можно использовать стеклянный капилляр, заполненный проводящим раствором. Получается очень хороший щуп, но возникает интересная проблема, связанная с тем, что выходное сопротивление электрода как источника сигнала составляет 100 МОм и выше. Внешние наводки, нагрузка схемой, высокочастотный спад характеристики, обусловленный наличием кабеля и паразитных емкостей, приводят к пагубным последствиям.

Для того чтобы рассмотреть сигналы в нервах или мускулах, желательно иметь хорошую характеристику в области высоких частот, по крайней мере для частот порядка нескольких килогерц (это, конечно, не совсем та высокая частота, о которой шла речь в гл. 13). Усилитель должен обладать очень высоким входным импедансом, желательно также, чтобы входной шум был у него небольшим. Кроме того, он должен быть нечувствителен к синфазным сигналам. Подходящий вариант схемы представлен на рис. 15.23.

Рис. 15.23. Микроусилитель с компенсацией, защитой входов и эталонным каналом.

Использование эталонного электрода, подключенного вблизи точки измерения, устраняет возможность того, что постороннее воздействие будет воспринято как нормальный дифференциальный сигнал. На входах, как можно ближе к микроэлектродам, включены буферные усилители, в качестве которых использованы интегральные операционные усилители ИС₁ и ИС₂ со входами на полевых транзисторах и с низким уровнем шума. Они также используются для задания следящей связи на экраны кабелей, чтобы уменьшить эффективную емкость кабеля. Обратите внимание, что основной экран снаружи еще дополнительно экранирован.

Для того чтобы получить высокий входной импеданс и небольшой шумовой ток на входе, следует использовать усилители со входами на полевых транзисторах; типы интегральных схем, приведенные в примере, выбраны потому, что они обеспечивают небольшое шумовое напряжение на входе (максимальное значение 2 мкВ от пика до пика при частотах 0,1-10 Гц), обычно этот параметр создает трудности при работе с усилителями на полевых транзисторах и на полевых транзисторах с МОП-структурами. Пара прошедших через буферные усилители сигналов подается на стандартную схему дифференциального усилителя, построенного на основе ОУ с низким уровнем шума и с небольшим дрейфом; регулируемый стабильный сдвиг величиной 100 мВ обеспечивается ИС₆.

Итак, мы имеем усилитель со следующими параметрами: коэффициент усиления дифференциального сигнала равен 10, удовлетворительный уровень шума, хорошее подавление синфазного сигнала и малый входной ток (< 1 пА). Однако, несмотря на то, что емкость со стороны входа определяется входной емкостью буферов и микроэлектрода, схема имеет неудовлетворительное быстродействие. Например, при сопротивлении источника 100 МОм, работающего на емкость 20 пФ, точке —3 дБ соответствует частота, равная всего лишь 80 Гц. Выйти из положения помогает активная компенсация, осуществляемая с помощью цепи положительной обратной связи, в которую входят ИС₃ и ИС₄ и конденсаторы С₁ и С₂. На практике приходится регулировать коэффициент усиления по напряжению в усилителях ИС₃ и ИС₄ для получения хорошей характеристики в области высоких частот вплоть до нескольких килогерц.

Ионные электроды. Классическим примером ионного электрода служит измеритель кислотности рН-метр, с помощью которого определяют напряжение между эталонным электродом и тонким пластинчатым электродом из стекла, через который могут проникать ионы водорода. Снова мы сталкиваемся с тем, что источник имеет очень большое сопротивление, правда, здесь проблемы не столь серьезны, как в случае с микроэлектродами, так как частотная характеристика в данном случае не играет такой важной роли.

Промышленность выпускает более 20 видов электронных систем, например, для анализа активности ионов К⁺, Na⁺, NH₄⁺, CN^-, Hg⁺⁺, SCN^-, Br^-, Сl^-, F^-, I^-, Са⁺⁺ или Сu⁺⁺. В общем в этих системах используют два электрода: эталонный электрод, обычно имеющий серебряное покрытие из хлорида серебра (он погружается в концентрированный раствор хлорида калия, который соединяется с исследуемым раствором с помощью пористого штыря или геля) и электрод, несущий определенный заряд. Последний обычно представляет собой электрод, погруженный в концентрированный раствор, содержащий интересующие вас ионы и отделенный от испытываемого раствора мембраной, которая может пропускать только исследуемые ионы. Мембраной обычно служит специальное стекло, избирательно пропускающее те или иные ионы, или органическая жидкость, содержащая подвижные органические молекулы, способные перемещать ионы. Задача состоит в том, чтобы измерить напряжение в диапазоне от 0 до 2 В с точностью до милливольт, при этом величина тока не должна превышать 100 пА. Положение дел осложняется тем, что величина температурного коэффициента напряжения достигает нескольких процентов при изменении температуры на один градус (по шкале Цельсия). Можно попытаться устранить влияние температуры, если использовать компенсационную схему с термистором. Для того чтобы перейти от измеренной ионной активности к значениям концентрации, необходимо обратить внимание на общую ионную силу образца и на чувствительность заряженного электрода к другим ионам, присутствующим в растворе. Во всяком случае, любой химик подтвердит, что более качественные результаты можно получить лишь в том случае, если перед началом и по завершении измерений выполнить калибровку на каком-нибудь стандартном растворе. Если выполнять измерения тщательно, то можно анализировать концентрации величиной 0,1 миллионной доли и получать при измерениях точность порядка 1 % в растворах умеренной концентрации.

Электрохимические измерения. В области электрохимии выполняют аналитические измерения концентрации определенных ионов путем измерения токов в электродах (скорости реакции) относительно приложенного к раствору напряжения. Изменяя приложенное напряжение, вы задаете среди прочих такие потенциалы, при которых возникает определенная реакция, при этом возникают скачки и пики сигнала. Методы подобных аналитических измерений определяются такими терминами, как циклическая вольтаметрия, полярография, анодная вольтаметрия (ASV). Одним из наиболее чувствительных является метод ASV, в котором используется ртутный капельный электрод. На этот обновляемый электрод на некоторое время подается относительно высокий потенциал, затем направление тока меняется на противоположное, и производится последовательное выделение отдельных элементов. Этот метод позволяет обнаруживать такие элементы, как свинец и кадмий в концентрациях порядка 10^-9, и его следует рассматривать наравне с другими методами обнаружения элементов, такими, как нейтронная активация, спектроскопия пламени, рентгеновские и ионные микроизмерения.

Метод, при котором измеряется небольшой ток, в то время как в системе поддерживается фиксированное напряжение, называют «фиксацией напряжения». Он находит применение в исследованиях нервной и клеточной физиологии. Мембраны нервных окончаний (аксонов) имеют каналы, чувствительные к напряжению, через которые происходит диффузия определенных ионов. Физиологи измеряют напряжения, при которых открываются эти каналы. Для этого используют метод фиксации напряжения и микроэлектроды.

При работе с электрохимическими препаратами используют такой же метод измерений, но токи измеряют не в микроамперах, а в амперах. Здесь также задача состоит в том, чтобы вызвать определенную реакцию и получить ее продукт с помощью приложенного к системе напряжения. На рис. 15.24 показана простая схема стабилизатора напряжения (или схема фиксации напряжения).

Рис. 15.24. Схема электрохимических измерений (фиксатор напряжения).

Электролитичеcкая ячейка состоит из электрода для инжекции тока (электрода-счетчика), общего электрода (рабочего электрода) и небольшого щупа для измерения напряжения в растворе вблизи рабочего электрода (эталонный электрод). Схема ИС₁ поддерживает напряжение между эталонным и рабочим электродами равным U_ЭТ за счет соответствующего изменения тока в электроде счетчика (при измерениях потенциала мембраны два верхних электрода должны находиться внутри клетки, а рабочий электрод — вне ее).

Схема ИС₂ поддерживает на рабочем электроде потенциал мнимого заземления и преобразует ток в выходное напряжение. Диапазон напряжений составляет обычно ±1 В; в аналитических измерениях диапазон токов определяется значениями 1 нА и 1 мА, для электрохимических препаратов диапазон определяется значениями 1 мА и 10 А.

Для того чтобы можно было производить сканирование, напряжение U_ЭТ должно формироваться генератором пилообразного напряжения. При слаботочных измерениях в мембранах следует тщательно экранировать входные провода, для получения определенной частотной характеристики рекомендуется также организовывать положительную обратную связь с помощью конденсатора подобно тому, как это было сделано в схеме на рис. 15.23.

Посмотрим, как можно получить стабильный эталон частоты, каким образом задать частоту и как ее поддерживать.

Кварцевые генераторы. Ранее в разд. 5.12-5.19 мы упоминали о том, какую стабильность может обеспечить эталон частоты, начиная от простейшего релаксационного RС-генератора и кончая атомным эталоном на основе рубидия или цезия. Для любой более или менее серьезной времязадающей схемы нужно использовать устройство, не менее стабильное, чем кварцевый генератор. К счастью, среди кварцевых генераторов есть очень недорогие, и их точность определяется миллионными долями. Например, за 50 долл. можно приобрести хороший кварцевый генератор с температурной компенсацией, стабильность которого определяется отношением 1:10⁶ при изменении температуры от 0 до 50 °C. При более высоких требованиях следует использовать термостатированные кристаллы; стоимость таких генераторов колеблется от пары сотен долларов до 1000 долл. Если вас интересует стабильность, оцениваемая миллиардными долями, то следует побеспокоиться о таком параметре, как «старение», которым определяется тенденция кварцевого генератора к дрейфу частоты с более или менее постоянной скоростью с момента начала эксплуатации прибора. Генераторы серии 10⁵ В, выпускаемые фирмой Hewlett-Packard, представляют собой стандартные генераторные модули, стабильность которых определяется отношением 2:100 x 10⁶ в полном температурном интервале, а скорость старения — отношением 0,5:10⁹ за день.

Некомпенсированные кварцевые генераторы и даже кварцевые генераторы с температурной компенсацией представляют собой лишь логические блоки небольших приборов. Более совершенные генераторы на термостатированных кристаллах кварца, как правило, представляют собой самостоятельные приборы.

Атомные эталоны. В настоящее время используют три атомных эталона: рубидий, цезий и водород. Рубидий поглощает микроволновые колебания на частоте 6 834682 608 Гц, цезий - на частоте 9192 631770 Гц, а водород — на частоте 1420405 751768 Гц. Эталон частоты на основе одного из перечисленных атомов представляет собой гораздо более сложное и дорогое устройство, чем хороший кварцевый генератор.

Рубидиевый эталон. Эталон на основе рубидия представляет собой стеклянную колбу, заполненную парами рубидия. Ее нагревают и помещают в микроволновую камеру со стеклянными окошками на торцах. Камера просвечивается рубидиевой лампой, свет, прошедший через камеру, фиксирует фотоэлемент. Одновременно на камеру подается модулированный микроволновый сигнал, полученный с помощью стабильного кварцевого генератора. Используя для обнаружения переданной световой энергии метод захвата (см. разд. 15.15), можно точно совместить микроволновый сигнал с резонансной частотой рубидия, так как оптическое поглощение газа рубидия изменяется на резонансной частоте. Частота кварца связана с резонансной частотой рубидия определенным соотношением, и таким образом генерируется эталонная частота, например 10 МГц. (На самом деле есть некоторые сложности, на которых мы не будем заострять внимание.)

Эталоны частоты на основе рубидия обладают большей стабильностью, чем кварцевые генераторы с термостатированным кристаллом, правда, им присущ один недостаток — старение. Имеющиеся в продаже устройства обладают стабильностью порядка 1:10¹¹ в полном температурном интервале, а старение для них определяется отношением 1:10¹¹ за месяц. Рубидиевые эталоны используют в лабораторных условиях, вы можете встретить их в обсерваториях и других местах, где выполняют наблюдения с очень высокой степенью точности. Следует отметить, что эталоны частоты на основе рубидия, так же как и кварцевые генераторы, должны быть откалиброваны, так как изменение условий внутри резонансного контура изменяет частоту в отношении 1:10⁹.

Цезиевый эталон. Цезиевый эталон частоты практически представляет собой атомную лабораторию в миниатюре, в которой атомы цезия запускаются из нагревательной в вакуумную камеру. В последней они пропускаются через магнитный селектор постоянного спина и переменного электрического поля, а потом детектируются с помощью ионизационного детектора с нагретой проволокой. Как и в рубидиевом генераторе, в данном случае микроволновый сигнал, определяемый стабильным кварцевым генератором, резонансно захватывается за счет сигнала обратной связи, снимаемого с фазового детектора, а выходная частота снимается с кварцевого генератора.

Цезиевые генераторы эталонной частоты не отличаются миниатюрностью и дешевизной. Но они представляют собой первичные стандартные эталоны; для них не требуется выполнять калибровку. В соответствии с международным соглашением цезиевый генератор частоты определяет продолжительность времени в одну секунду: это продолжительность 9 192631 770 периодов излучения, соответствующего переходу атома цезия-133 между двумя сверхтонкими уровнями основного состояния атома цезия-133. Цезиевые часы служат стандартом официального времени в стране, с их помощью выполняют калибровку временных сдвигов. Цезиевые часы представляют собой очень сложные устройства, даже коммерческие цезиевые генераторы обладают исключительными характеристиками: для генератора модели 5061В фирмы Hewlett-Packard (стоимостью 32500 долл.) старение и воспроизводимость определяются отношением 3:10²².

Водородный эталон. Для нейтральных атомов водорода резонансная частота составляет примерно 1420 МГц, и в отличие от других генераторов эталонной частоты на основе других атомов на атомах водорода можно непосредственно построить генератор. Как и в случае с атомами цезия, создается поток атомов, который пропускают сначала через магнитные селекторы. Затем он попадает в кварцевую колбу с тефлоновым покрытием, которая находится в микроволновой камере. Внутри этой «колбы-хранилища» атомы находятся в активном движении в течение приблизительно 1 с. За это время они отдают достаточное количество энергии ВЧ для поддержания колебаний в камере. Благодаря этому облегчается возможность фиксации кварцевого генератора с помощью схем ФАПЧ и смесителей. Такой прибор называют водородным мазером (он обеспечивает микроволновое усиление за счет индуцированного излучения).

Водородные мазеры обладают очень высокой стабильностью на коротких промежутках времени (не более нескольких часов), их стабильность оценивается отношением 1:10¹⁵. Тем не менее они не заменяют цезиевые генераторы в качестве устройств первичного отсчета времени, так как с ними связана не решенная пока проблема влияния объема камеры на частоту, кроме того, в этих приборах наблюдается долговременный дрейф, связанный с изменением свойств поверхности колбы — хранилища. Всемирно признанным лидером в деле создания водородных часов является Р. Весот из Смитсоновской астрофизической обсерватории (Кембриджский университет) — им создано более двух десятков этих приборов; цена одной такой «штуки» 0,5 млн. долл.

Метановый лазер. Этот четвертый по счету эталон частоты используется для инфракрасного диапазона длин волн и называют его стабилизированным метаном гелий-неоновым лазером. Его стабильность сравнима со стабильностью других атомных эталонов частоты, но он работает на частоте 8,85·10¹³ Гц (длина волны 3,39 мкм), и его нельзя использовать в качестве эталона радиочастот.

Последние достижения. Последние научные исследования, связанные со стабильными эталонами частоты, открыли две новые многообещающие темы: «ионные ловушки» и криогенные водородные лазеры. Сторонники новых направлений говорят, что если все пойдет хорошо, то можно будет обеспечивать стабильность, определяемую отношением порядка 1:10¹⁸.

Калибровка часов. Если вы не являетесь счастливым обладателем цезиевого генератора эталонной частоты, то вам нужно знать, каким образом можно воспользоваться стабильным калибровочным сигналом. Кроме того, иногда может потребоваться абсолютное значение как времени, так и частоты, т. е. может возникнуть необходимость установить часы, после того как они уже проработали какое-то время с нужной скоростью. Для этого предусмотрены следующие службы. На восточном побережье Соединенных Штатов и в некоторых других областях можно принять навигационный сигнал на частоте 100 кГц, лорановский сигнал (Loran-C), с помощью которого можно определить частоту и время. Лорановский сигнал генерируют цезиевые часы, этот сигнал сравнивается с сигналом, который генерируют главные цезиевые часы в Морской обсерватории; Морская обсерватория ежемесячно публикует поправки. Еще одна служба времени именуется WWVB, ею заведует Национальный институт стандартов и технологии (бывшее Национальное бюро стандартов) в шт. Колорадо. Она формирует сигналы на частоте 60 кГц, которые можно принимать на всей территории Соединенных Штатов. Оба низкочастотных сигнала можно синхронизировать с точностью до 1 мкс и выше, если вы находитесь в пределах действия сигнала, распространяющегося по поверхности земли (в пределах нескольких сотен миль), но влияние ионосферы (смена дня и ночи, солнечные ветры и т. п.) приводит к тому, что синхронизация с помощью «воздушного сигнала» обеспечивает меньшую точность (10–50 мкс). Из недавно появившихся служб времени можно назвать сигнал Омега, который передается на очень низкой частоте (около 10 кГц) и может быть принят в любой точке с точностью около 10 мкс. Геостационарные метеорологические спутники, известные под названием «GOES», передают в диапазоне УКВ (497 МГц) сигналы временных отсчетов, которые можно использовать для синхронизации с точностью до мс, при условии, что вы находитесь в зоне видимости одного из таких спутников (зона видимости — это вся Северная и Южная Америка).

Если вы используете эти сигналы, то сможете сравнивать частоту, которую вы получаете с помощью своего генератора, с эталоном. В продаже имеются хорошие приборы, воспользовавшись которыми вы можете не ломать себе голову над тем, как выполнить сравнение — все будет сделано без вашего вмешательства, а вы даже получите красивые графики с результатами. Немного сложнее обстоит дело с установкой часов. Самый надежный способ заключается в том, чтобы отнести свое устройство в службу времени, где могут выполнить такую установку.

Вернувшись на место, следует обнаружить в эфире лорановский сигнал или какой-нибудь другой и определить временную задержку распространения от передатчика до вас. Полученное число нужно запомнить! (Мы до сих пор помним магическое число 53,211 мкс, которое определяет задержку распространения лорановского сигнала из Нантукета до 60-дюймового телескопа в Гарварде.) И если только между передатчиком и вами не образуется неожиданно новая гора, вы можете выдавать отсчеты точного времени.

Недавно появившаяся Система Глобального Позиционирования (СГП или «NAVSTAR») состоит из 121 спутника. Эти спутники находятся на 12 часовых орбитах с высоким отклонением, на их бортах установлены атомные часы. Когда эта система будет запущена в действие полностью, она позволит определять время (с точностью до 20 нc) и местоположение (с точностью до 10 м) любой точки на земле. Для решения этих задач будет использоваться «умное» приемное устройство Системы с небольшой антенной в форме круглой дверной ручки, имеющее небольшой диапазон L-частот (от 1,2 ГГц до 1,6 ГГц). В незавершенном виде эта Система уже использовалась для синхронизации часов в мировом масштабе с точностью до 50 нc. Полная Система, безусловно, сможет обеспечить время передачи порядка 2 нc, при условии, что будут приняты предложения по ее модернизации.

К другим методам синхронизации времени и частоты, о которых вы можете услышать, относят синхронизацию с помощью микроволновых повторителей, телевизионных сигналов, спутников связи и наблюдений за пульсарами.

15.10. Измерения частоты, периода и временных интервалов

Оказывается, что измерять частоту и период колебаний с высокой степенью точности на редкость просто — для этого достаточно иметь генератор эталонной частоты и несложную цифровую схему.

Измерение частоты. На рис. 15.25 показана основная схема счетчика частоты. Триггер Шмитта преобразует аналоговый входной сигнал в логические уровни, после этого производится стробирование вторым импульсом, получаемым от кварцевого генератора с делителем, длительность которого точно равна 1 с. Частота в герцах определяется числом импульсов, зафиксированным многоразрядным двоично-десятичным счетчиком. Между интервалами счета полезно зафиксировать полученное число и произвести сброс счетчика.

Рис. 15.25. Схема измерения частоты с помощью счетчика.

На практике времязадающую схему можно построить так, чтобы можно было выбирать короткие и длинные интервалы: 0,1, 1, 10 с. Можно также устранить интервал длительностью 1 с между измерениями. Схема может быть усовершенствована: можно включить регулируемый предусилитель с перестраиваемым уровнем срабатывания и гистерезисом и панель, на которую поступает выход дискриминатора и с помощью которой можно контролировать уровень срабатывания на осциллографе; выход двоично-десятичного счетчика можно подключить к ЭВМ или регистрирующему устройству, может быть предусмотрена возможность для подключения внешнего генератора в тех случаях, когда имеется прецизионный эталон; полезно предусмотреть возможность ручного старт-стопного режима при простом счете (суммировании).

Микроволновые счетчики. Используя современные цифровые интегральные схемы, можно работать с частотами порядка 3 ГГц. В частности, фирма GigaBit Logic выпускает серию счетчиков с чрезвычайно высоким быстродействием — до 3 ГГц. На более высоких частотах можно использовать гетеродинный метод для смешения микроволнового входного сигнала с частотой счета, или так называемый метод переходного генератора, при котором входной сигнал «захватывается» по фазе n-й гармоникой ГУН, затем частота ГУН измеряется и умножается на n.

Ошибка при счете ±1. Недостаток представленной счетной схемы состоит в том, что на низких частотах нельзя обеспечить высокую точность из-за того, что при счете имеет место ошибка, равная ±1. Например, если частота сигнала равна приблизительно 10 Гц, а время стробирования составляет 1 с, то результат будет правильным только на 10 %, так как вы получите или 9, или 10, или 11. Можно производить измерение на более длинном интервале времени, но вам понадобится целый день, чтобы получить приличную точность (определяемую отношением 1:10⁶), а если бы частота сигнала была равна, например, 1 МГц, то для проведения измерений потребовалась бы всего одна секунда. Существует несколько способов решения этой задачи: измерение периода (вместо частоты), использование методов интерполяции, использование ФАПЧ с умножением частоты.

Два первых способа мы рассмотрим в следующих разделах, так как на самом деле их нельзя отнести к непосредственным измерениям частоты.

На рис. 15.26 показано применение схемы ФАПЧ для измерения частоты методом «увеличения разрешающей способности с помощью умножения частоты».

Рис. 15.26. Увеличение разрешающей способности при измерениях низких частот с помощью схемы ФАПЧ.

Стандартная схема ФАПЧ синтезирует частоту, которая превосходит частоту входного сигнала, скажем, точно в 100 раз, затем такой сигнал поступает на счетчик, работу которого мы описали выше. На точность этого метода накладывает ограничение «дребезг фазы» в фазовом детекторе и компенсационные параметры петли. Например, если сигнал, имеющий частоту 100 Гц, умножается на 1000, время счета составляет 1 с, а дребезг в фазовом детекторе оценивается величиной 1 % за цикл (3,6°) иле 100 мкс, то точность измерения будет определяться отношением 1:100000, хотя  разрешающая способность оценивается отношением 1:1000000.

А теперь мы скажем несколько слов о двух других способах повышения точности при измерении частоты: речь идет об измерениях периода и о методе интерполяции при измерениях временных интервалов.

Измерение периода («обратный счет»). Один из способов повышения разрешающей способности при измерении низких частот состоит в том, что входной сигнал (или некоторая его часть) используется для стробирования часов. На рис. 15.27 показана стандартная схема такого счетчика периода.

Рис. 15.27. Схема измерения периода.

Число периодов измерения обычно можно задавать с помощью переключателя в виде одной из степеней основания 10 (1, 10, 100 и т. д.). Обычно число периодов выбирают так, чтобы измерения занимали удобный отрезок времени, как правило 1 с, а полученный за это время результат должен содержать около семи значащих цифр. Само собой разумеется, результат будет измеряться в единицах времени, а не частоты, поэтому необходимо выполнить обратный пересчет для получения искомого значения. Для того чтобы выполнить преобразование, не нужно даже уметь делить, так как в современных счетчиках используют микропроцессоры, предназначенные для выполнения преобразования периода в частоту.

Отметим, что точность измерений периода существенно зависит от стабильности срабатывания триггера Шмитта и от отношения сигнал/шум. Сказанное иллюстрирует рис. 15.28.

Рис. 15.28.

Основное достоинство метода «обратного счета» состоит в том, что он обеспечивает постоянное разрешение Δf/f для заданной продолжительности измерения независимо от входной частоты. С помощью графика, изображенного на рис. 15.29, можно сравнить разрешающую способность частотного и периодического (обратного счета) методов измерения частоты при продолжительности измерения, равной 1 с, и при использовании таймера с частотой 10 МГц.

Рис. 15.29. Разрешающая способность для счетчиков частоты и периода.

График, соответствующий методу периода, на самом деле должен представлять собой слегка волнистую линию, так как обычно приходится иметь дело с приближениями к степени числа 10 для осредняемого числа периодов. Но даже этот недостаток отходит в область предания с появлением «умных» счетчиков» на микропроцессорах (например, дешевый счетчик фирмы Hewlett-Packard типа 5315А), которые обеспечивают плавную регулировку времени стробирования; они сами знают, по какому числу периодов производилось осреднение, и самостоятельно выполняют деление результата на нужное число. Кроме того, они сами определяют, когда необходимо перейти от режима измерений периода к режиму прямого измерения частоты. Такое переключение выполняется в том случае, когда входная частота превышает частоту таймера и позволяет получать оптимальное разрешение при любой частоте входных сигналов.

Еще одно достоинство метода измерений частоты по периоду состоит в возможности внешнего управления временем стробирования. Это достоинство проявляется, например, когда возникает необходимость измерить частоту короткого тонового импульса. В этом случае простой счетчик частоты даст неправильный результат, так как его интервал стробирования не совпадает с импульсом. Метод счета периода позволяет стробировать измерения извне и даже за счет высокой разрешающей способности выполнять измерения в различных точках импульса.

Возникает вопрос: можно ли получить более высокую разрешающую способность, чем Δf/f ~= 1/f_{таймера}T (для периодических измерений) или 1/f_входаT (для частотного счетчика) при относительной ошибке по частоте, равной Δf/f для интервала счета Т? Оказывается, можно. На практике применяют несколько хитроумных схем. Некоторые из них мы рассмотрим в следующем подразделе (посвященном измерению временных интервалов), а сейчас, просто для того чтобы показать, как можно этого добиться, мы приводим рис. 15.30, который иллюстрирует метод измерения частоты 1 МГц — генератора с разрешающей способностью 1:10¹² при продолжительности измерений, равной 1 с.

Рис. 15.30. Сравнение частот с высоким разрешением.

Неизвестная частота смешивается со стабильной эталонной частотой, имеющей небольшой сдвиг относительно 1,0 МГц, например, 1,000001 МГц (для этого можно использовать схему ФАПЧ). На выходе смесителя получаем частоту, равную сумме, и частоту, равную разности. Пропустив сигнал через фильтр НЧ, получим частоту 1 Гц, которая определяет разность частот двух генераторов. Ее нетрудно измерить с помощью счетчика периода, разрешающая способность при этом будет определяться отношением 1:10⁶ при продолжительности измерений, равной 1 с. Иными словами, мы измерили частоту 1 МГц с точностью до 1 мкГц за 1 с.

Этот метод измерения предполагает, что в схеме обеспечено хорошее отношение сигнал/шум; на практике приходится беспокоиться об уровне низкочастотного шума, времени установления фильтра и т. п., и фактическая разрешающая способность определяется отношением 1:10¹⁰ за 1 с. Но и такая разрешающая способность значительно лучше, чем при использовании счетчика частоты (или при счете периода). Кроме того, точность будет ниже, чем разрешающая способность, если точность эталонного генератора хуже, чем 1:10¹² (такую точность при современном уровне технологии получить можно, но это не просто). При желании эту схему можно рассматривать как схему для сравнения отношения частот двух генераторов.

Измерение временных интервалов. Простейшее изменение в схеме счетчика периода позволяет измерять интервалы времени между событиями. Рис. 15.31 иллюстрирует сказанное.

Рис. 15.31. Измерение временных интервалов.

На практике желательно, чтобы в схему был включен синхронизатор, как показано на второй схеме, для предотвращения действия небольших импульсов помехи. Очевидно, что самое хорошее разрешение получается при работе генератора на максимально возможной частоте. Имеющиеся в продаже счетчики используют эталонную частоту порядка 500 МГц, а во внутренней схеме ФАПЧ используется стабильный кварцевый генератор с частотой 5 или 10 МГц. Эталон 500 МГц обеспечивает разрешение 2 нс.

Как уже упоминалось выше, существуют приемы, с помощью которых можно преодолеть ограничение по разрешающей способности, присущее методу обратного счета, при измерении временных интервалов. Для этого используют дополнительную информацию о точках, в которых входной сигнал пересекает нулевой уровень по отношению к сигналу-эталону. В схеме сравнения частот двух генераторов, которую мы привели выше, используется та же самая информация, но в неявном виде. На эти схемы должен подаваться чистый сигнал с очень низким уровнем шума. В коммерческих приборах используют два интерполяционных метода: линейную интерполяцию и верньерную интерполяцию.

Линейная интерполяция. Допустим, требуется измерить интервал времени между стартовым и стоповым импульсами, показанными на рис. 15.32.

Рис. 15.32. Линейная интерполяция (при измерении временных интервалов), τ = T_ТАКТ[n + (n₀/1000) — (n₁/1000)].

Вы измеряете число импульсов синхронизации τ за время t, как показано на временной диаграмме (при наличии синхронизатора вы начнете и закончите счет по первому синхронизирующему импульсу, поступающему после соответствующего изменения входного сигнала). Для того чтобы улучшить разрешение, вам нужно знать только длительность интервалов Т₀ и T₁, определяющих задержку синхронизирующих импульсов относительно каждого входного импульса. Если используемый в системе таймер работает с максимальной приемлемой для счета скоростью, то для того, чтобы измерить нужные нам интервалы времени, их нужно расширить. Для этого прибегают к помощи треугольного импульса, имеющего разные углы наклона: на искомых интервалах конденсатор накапливает заряд, а затем разряжается со скоростью, равной небольшой доле скорости заряда, например 1/1000, при этом искомый интервал увеличивается в 1000 раз. На расширенных интервалах подсчитывается число синхронизирующих импульсов n₀ и n₁. Окончательно искомый интервал времени определяется из следующего выражения:

τ = T_ТАКТ(n + n₀/1000 — n₁/1000).

которое явно свидетельствует об улучшении разрешения. Точность этого метода ограничена точностью интерполяторов и часов, используемых в системе. Примером приборов такого типа служит счетчик типа 5334В фирмы Hewlett-Packard, который отображает 9 цифр (значение частоты или времени) за секунду счета.

Верньерная интерполяция. Верньерная интерполяция представляет собой цифровой метод, который позволяет определить, в какой момент периода синхронизации появился входной импульс. На рис. 15.33 показаны временные диаграммы, соответствующие этому методу.

Рис. 15.33. Верньерная интерполяция (при измерении временных интервалов).

Т = Т₁ + Т₃ — Т₂ = n₁Т₀(1 + 1/16) + (n₀T₀ — n₂T₀(1 + 1/16) = T₀[n₀ + (n₁ — n₂)(1 + 1/16)]

Используются три времязадающие схемы: главные эталонные часы, работающие непрерывно с периодом Т₀, равным, например, 5 нc; входной импульс СТАРТ запускает второй генератор, период которого больше, чем период эталонного генератора в (1 + 1/n) раз (для нашего примера мы взяли n = 16); входной импульс СТОП запускает третий генератор с таким же периодом, как и второй запускаемый генератор. Быстродействующая схема следит за тем, когда произойдет совпадение импульсов запущенных генераторов и главных часов, и подсчитывает число импульсов (n₁, n₂), которые проходят до момента совпадения. Арифметический подсчет представлен вместе с диаграммами; интервал между импульсами СТАРТ и СТОП определяется с точностью до (1/n) — й длительности импульса главных часов.

В счетчике типа 5370В фирмы Hewlett-Packard используется этот метод, Т₀ = 5 нc, n = 256. Разрешение при измерении временных интервалов определяется величиной 20 нc. Этот же метод можно использовать для измерения периодов, так как период представляет собой не что иное, как продолжительность одного цикла входного колебания. В этом случае только что описанный счетчик дает разрешение по частоте до 11 цифр за 1 с!

Осреднение по временному интервалу. Существует третий способ улучшения разрешения при измерении временных интервалов, он состоит в многократном повторении измерений и определении среднего значения. Ошибка счета, равная ±1, при этом усредняется, и результат стремится к реальной величине интервала при условии, что скорость повторения импульсов СТАРТ непропорциональна скорости главных часов (таймера). В некоторых счетчиках для того, чтобы наверняка избежать такого соотношения, используют «подпрыгивающие часы».

Спектральный анализ. В связи с измерениями частоты следует упомянуть и такой мощный метод, как спектральный анализ, с помощью которого анализируются сигналы в частотной области. Анализаторы спектра измеряют частоту (особенно они незаменимы, когда требуется определить частоту слабого сигнала на фоне более сильных сигналов), а кроме этого выполняют и многие другие функции. Мы рассмотрим их в разд. 15.18.

15.11. Эталоны напряжения и сопротивления и их измерение

Как уже упоминалось выше, аналоговые эталоны и измерения не могут иметь точность, подобную той, с которой мы только что имели дело. Здесь вы должны довольствоваться точностью, равной 1:10⁶. Аналоговые эталоны существуют для напряжения и сопротивления, используя их, можно определить, если потребуется, и ток.

По традиции в качестве эталона напряжения используют ячейку (элемент) Уэстона — электрохимический прибор, дающий выходное напряжение, предназначенное для использования исключительно в качестве эталонного (потребляемый от устройства ток не должен превышать 10 мкА, а лучше, чтобы ток вообще не потреблялся). Снимаемое с выводов напряжение составляет 1,018636 В при температуре 20 °C. К сожалению, ячейки Уэстона требуют больших хлопот при эксплуатации. Их следует эксплуатировать при точном соблюдении температурного режима, так как они обладают большим температурным коэффициентом [40 мкВ/°С), что значительно хуже, чем у интегральных источников эталонного (или опорного) напряжения] и еще большей чувствительностью к изменениям температуры (на отдельных «участках» температурный коэффициент ячейки составляет приблизительно 350 мкВ/°С). Эталоны напряжения хранятся с соблюдением всех предосторожностей в Национальном институте стандартов и технологий, с ними производится сравнение вторичных эталонов. В настоящее время существуют очень стабильные эталоны на твердом теле с управляемым выходным напряжением. Их можно использовать для того, чтобы перенести измерения из «тепличных» условий, необходимых для ячейки Уэстона, в реальные. Типичными являются такие характеристики: месячная стабильность определяется величиной 10 млн. долей, годовая стабильность — 30 миллионных долей.

Для выполнения прецизионных измерений напряжения используют прецизионные делители напряжения (известные под названием «делители Кельвина — Варлея»), линейность которых лежит в диапазоне 0,1 млн. доли. Делитель используется для формирования точной доли неизвестного напряжения, которая будет использоваться для сравнения с эталоном напряжения. Для выполнения сравнения используют точные детекторы нуля и приборы для компенсации сопротивления проводов. Если точность определяется миллионными долями, то периодически проводят калибровку.

В последнее время измерения с использованием стандартной ячейки в качестве источника эталонного напряжения уступили место измерениям, основанным на использовании перехода Джозефсона, обладающего свойствами сверхпроводимости. Если тщательно соблюдать все требования, то можно измерять напряжения с точностью до нескольких долей в 10¹⁰. Этот метод привлекает своей простотой — нужно лишь измерить частоту и использовать значения физических констант h (постоянная Планка) и е (заряд электрона). Хотя технология измерений всегда считалась слишком сложной для использования в качестве эталона напряжения, в настоящее время ситуация изменяется: Национальный институт стандартов и технологии (НИСТ, бывшее НБС) разработал вполне доступную микросхему, содержащую 19000 последовательных переходов, напряжение на которых может достигать 10 В и выше. Те, кому всерьез нужны эталоны напряжения теперь могут себе позволить собственный эталон, основанный на использовании перехода Джозефсона. Если еще недавно трудности с эталонами напряжения сдерживали развитие научной мысли в области сверхпроводимости, то теперь каждая лаборатория может позволить себе эталон напряжения Джозефсона.

Эталоны сопротивления, как и эталоны напряжения, хранятся в Национальном институте стандартов и технологии. Используя мостовую схему Уитстона, можно откалибровать вторичный эталон и обеспечить точность порядка миллионных долей.

Отметим некоторые ограничения, которые не позволяют получать при аналоговых измерениях такую же высокую точность, как и при измерении временных интервалов. Аналоговые измерения основаны на физических свойствах, таких, как электрохимические потенциалы, напряжение пробоя и сопротивление, а все они зависят от температуры и от времени. Побочные эффекты, такие, как шум Джонсона и шум 1/f, токи утечки и термоэлектрические потенциалы (эффект термопары), усложняют измерения. Для того чтобы измерить напряжение с точностью, сравнимой с точностью классических измерений времени и частоты, для напряжения 1 В нужно обеспечить точность порядка пиковольт. На основании этого не следует делать вывод, что аналоговые методы никуда не годятся, просто в области времени/частоты достигается невероятно высокая точность. На практике по возможности следует отдавать предпочтение преобразованию время/частота и соответствующим измерениям, а не измерениям напряжения/сопротивления.

Отношение сигнал/шум можно существенно улучшить, если просуммировать повторяющийся сигнал во времени. Этот процесс принято называть «усреднением сигнала» и его часто используют для аналоговых сигналов. Рассмотрим сначала ситуацию, которая, может быть, не очень похожа на реальную, а именно последовательность импульсов, скорость которых пропорциональна изменению амплитуды некоторого колебания во времени. Мы начинаем с этого примера, так как с ним связаны наиболее простые расчеты. На самом деле такие примеры встречаются и в жизни, они характерны, например, для электронных систем, предназначенных для подсчетов импульсов, — детекторы элементарных частиц или фотоумножители для низких уровней света.

Многоканальные счетчики (уплотнители). Мы начинаем с многоканального уплотнения, так как этот метод лежит в основе всех остальных и, кроме того, с ним связаны простые и понятные количественные соотношения. Многоканальный счетчик-уплотнитель — это аппаратное средство, которое включает в себя набор запоминающих регистров (обычно 10²⁴ или больше), каждый из которых может хранить число, значение которого может достигать миллиона (20 двоичных разрядов или 24 разряда при двоично-десятичном представлении) или около того. На вход многоканального уплотнителя поступают импульсы (или аналоговые напряжения, о которых речь пойдет позже); дополнительно на него поступает сигнал (импульс) выборки канала и многоразрядный адрес канала в виде параллельного кода. Всякий раз, когда появляется входной импульс, уплотнитель увеличивает на единицу содержимое памяти канала, к которому в этот момент производится обращение. Дополнительные входы позволяют производить сброс адреса, очистку памяти и т. п.

Для того чтобы можно было использовать многоканальный уплотнитель, необходимо, чтобы сигнал повторялся через некоторый интервал времени. Предположим, что наблюдаемое явление само по себе периодично и период равен Т; хотя в большинстве случаев периодичность приходится организовывать собственными усилиями, в жизни все-таки можно найти примеры строго периодических явлений, например излучение света пульсаром. Допустим, что на вход поступают импульсы со скоростью, пропорциональной изменению сигнала во времени, и фоновые шумовые импульсы с высокой скоростью, т. е. импульсы, случайно распределенные во времени (это предположение снова вполне справедливо для пульсаров, сигналы от которых смешиваются со светом ночного неба).

Посылая синхроимпульсы на входы выборки и сброса каналов, мы создаем такой режим работы, при котором многоканальный уплотнитель подключается к каждому из 1024 каналов один раз за каждые Т секунд и при каждом обращении в память каналов добавляется новая величина (сигнал плюс шум). С течением времени сигнал будет увеличивать содержимое памяти по всем каналам, так как время прохода через весь набор каналов выбрано таким, что оно совпадает с периодом исследуемого сигнала. Следовательно, сигнал добавляется сам к себе и увеличивает накопленную сумму при каждом повторении.

Определение отношения сигнал/шум. Рассмотрим, что же происходит. Пусть скорость фоновых импульсов такова, что при каждом подключении к сумме в каждом канале добавляется величина n_ф, а сигнал добавляет величину n_с в тех каналах, на которые приходятся его пики (рис. 15.34).

Рис. 15.34. Многоканальное усреднение сигнала (импульсный вход),

_{а — «сигнал» (если аналоговое измерение возможно); б — отсчеты по сигналу (доказательство того, что число импульсов пропорционально амплитуде «сигнала»); в — фоновые отсчеты (доказательство того, что фоновые импульсы распределены случайно); г — за время одного прохода на интервале «всплеска» сигнала сигнал добавляет в среднем nс отсчетов; за время одного прохода на любом интервале фон добавляет в среднем nф отсчетов.}

Допустим, что отношение сигнал/шум является плохим, т. е. n_с << n_ф, а это значит, что большая часть накопленной суммы определяется шумом, а не сигналом. Если теперь изобразить содержимое памяти графически, то сигналу будут соответствовать «всплески» на фоне шума. Можно ли считать, что число импульсов в канале сигнала должно быть сравнимо с числом импульсов шума в этом же канале? Нет, это предположение неверно, так как средняя величина суммы, обусловленной шумом, совершенно случайна; играет роль лишь величина флуктуации этой суммы относительно среднего значения.

Следовательно, плохое отношение сигнал/шум на самом деле характеризуется соотношением n_с << √n_ф, которое означает, что в одном проходе по каналам сигнал нельзя отличить от шума, представленного на графике волнистой линией. Для простоты расчетов допустим, что n_с = 10 и n_ф = 1000. Тогда за один цикл работы предварительно сброшенный многоканальный уплотнитель накопит в каждом канале в среднем величину 1000, а в каналах, соответствующих пикам сигналов, будет присутствовать еще дополнительная величина 10. В связи с тем, что флуктуации в канале оцениваются величиной 31 (корень квадратный из 1000), то после первого цикла «всплеск» сигнала будет потерян на фоне шума. После, например, 1000 циклов средняя сумма в канале составит примерно 1 000 000, а флуктуации будут оцениваться величиной 1000. В каналах, соответствующих пикам сигналов, дополнительная сумма будет равна 10000 (1000 циклов x 10 имп./цикл) для отношения сигнал/шум, равного 10. Отсюда видно, что сигнал будет выделяться на фоне шума.

Пример: резонанс Мессбауэра. Рис. 15.35 иллюстрирует результаты как раз такого анализа для резонансного сигнала Мессбауэра, состоящего из шести отрицательных выбросов, которые возникают, когда на железную фольгу, обогащенную изотопом железа-57, воздействует гамма-излучение от радиоактивного кобальта-57. В данном случае приблизительно n_ф = 0,4 и n_с = 0,1, что соответствует плохому отношению сигнал/шум. Сигнал Мессбауэра полностью теряется на фоне шума после 10 или 100 циклов уплотнения; он становится различимым лишь после примерно 1000 циклов.

Приведенные результаты соответствуют 1000, 10000 и 100000 циклам, причем масштаб для каждого графика выбран так, чтобы величина сигнала сохранялась одинаковой. Обратите внимание, что «базовая ось» графика поднимается по мере того, как стабилизируется шум и одновременно заметно улучшается отношение сигнал/шум.

Рис. 15.35. Спектр поглощения Мессбауэра, иллюстрирующий эффект усреднения сигнала.

Нетрудно заметить, чем обусловлено увеличение отношения амплитуды сигнала к фоновым флуктуациям сигнала (шума) с течением времени. Амплитуда сигнала увеличивается пропорционально времени t; среднее число фоновых импульсов (базовая ось) также увеличивается пропорционально времени t, но при этом флуктуации в количестве импульсов фона (шум) увеличиваются только пропорционально корню квадратному из t. Следовательно, отношение сигнала к флуктуациям фона увеличивается как отношение t к корню квадратному из t. Иными словами, увеличение отношения сигнал/шум пропорционально корню квадратному из времени.

Многоканальный анализ аналоговых сигналов (усреднение сигнала). Тот же метод можно использовать и для анализа аналоговых сигналов, нужно всего лишь подключить на вход преобразователь напряжения в частоту. В коммерческих схемах многоканальных уплотнителей часто бывает предусмотрена возможность задания аналогового или импульсного режима работы. Такие устройства часто называют усреднителями сигнала или переходными усреднителями. Одна из фирм (ТМС) использовала для этих устройств название CAT (сокращение от английских слов computer of averged transients — вычислитель среднего значения поступающих сигналов), которое кое-где вошло в обиход.

Можно создать полностью аналоговый многоканальный уплотнитель, если для хранения накапливаемого сигнала использовать набор интеграторов. Наиболее простой интегратор представляет собой аналоговый усреднитель сигнала с единственным «скользящим каналом». Если учесть, что стоимость цифровой памяти в последнее десятилетие существенно уменьшилась, то оказывается, что нет смысла использовать аналоговые устройства для усреднения сигналов, за исключением, может быть, некоторых особых случаев.

Многоканальное уплотнение как средство сужения полосы пропускания. В начале нашего обсуждения мы предположили, что существует прямая связь между «магическими» методами улучшения отношения сигнал/шум и сужением полосы пропускания при измерениях. Эту связь нетрудно проследить. Представим себе, что на входе действует некоторый посторонний сигнал (помехи) с периодом Т, который немного отличается от периода основного сигнала Т. После нескольких циклов этот сигнал также начинает накапливаться, угрожая неприятностями. Но немного терпения, и вы увидите, что постепенно соответствующие ему всплески начинают «расползаться» и увеличивать содержимое счетчиков по всем каналам. Он распространится по всем каналам через время t = 1/Δf, где Δf — это разность частот 1/Т = 1/Т' основного и постороннего сигналов.

_{Упражнение 15.1. Получите этот результат сами.}

Иными словами, накапливая данные в течение времени t (определяемого согласно приведенному выше выражению), можно добиться, чтобы посторонний сигнал равномерно распределился по всем каналам. Если взглянуть на полученный результат с другой точки зрения, то можно сказать, что ширина полосы измеряемых частот уменьшилась приблизительно на величину Δf = 1/t после накопления данных в течение времени t.

Итак, если проводить накопление, то ширина полосы пропускания уменьшится, а все посторонние сигналы будут исключены! На деле исключается также большая часть шума, так как он равномерно распределен по всем частотам. С этой точки зрения эффект многоканального уплотнения проявляется в сужении полосы принимаемых частот, при этом мощность принимаемого сигнала остается неизменной, а мощность шума заметно снижается.

А теперь выполним необходимые расчеты. Через время t ширина полосы пропускания уменьшается на величину Δf = 1/t. Если плотность мощности шума р_ш составляет ватт на герц, а мощность сигнала Р_с не изменяется в пределах измеряемой полосы частот, то через время t отношение сигнал/шум составит k_с/ш = 10log(Р_сt/р_ш). Чуть выше, рассматривая поведение сигнала и его флуктуации, мы установили, что амплитуда сигнала пропорциональна корню квадратному из t (3 дБ на каждое удвоение t).

15.14. Получение периодического сигнала

В самом начале было упомянуто, что для всех методов усреднения сигнала необходимо, чтобы сигнал повторялся многократно, только тогда можно будет уменьшить отношение сигнал/шум. Так как в большинстве случаев приходится измерять периодические по своей природе функции, то обычно повторение сигнала вызывают принудительным путем. Для этого известно немало приемов, которые зависят от конкретных случаев измерений. Проще всего привести несколько примеров, а не пытаться вывести правила для всех случаев жизни.

Измеряемую величину, которая зависит от некоторого внешнего параметра, очень просто сделать периодической - для этого нужно сделать изменяемым этот внешний параметр. Рассмотрим ядерный магнитный резонанс. Резонансная частота изменяется по линейному закону под воздействием приложенного поля, поэтому используют следующий стандартный прием — модулируют ток в небольшой дополнительной обмотке. В случае резонанса Мессбауэра изменяется интенсивность источника. В случае квадропульного резонанса можно произвести развертку генератора.

В других случаях можно использовать собственный явно выраженный переходный процесс, а запуск производить внешним сигналом. Классическим примером служит импульс деполяризации в нервном волокне. Для того чтобы получить чистый импульс такого рода, нужно просто возбудить нерв внешним импульсом напряжения и одновременно запустить многоканальный уплотнитель (или произвести «упреждающий» запуск уплотнителя, а затем возбудить нерв задержанным импульсом); в этом случае период повторения устанавливается достаточно большим для того, чтобы перед приходом следующего импульса полностью завершилось восстановление нерва. Последний пример дает наглядное представление о том, что источником информации для усреднения сигнала служит повторяющееся явление; если подопытная лягушка отправилась на небеса, то чему бы ни было равно отношение сигнал/шум его уже не измерить!

Следует отметить, что те явления, в которых наблюдается явно выраженная собственная периодичность, на самом деле труднее всего измерить, так как нужно точно знать, чему равен период. В качестве примера рассмотрим «световую кривую» (зависимость яркости от времени), которая представлена на рис. 15.36.

Рис. 15.36. Зависимость яркости пульсара Крабовидной туманности от времени (световая кривая).

Эта кривая получена с помощью многоканального уплотнителя, подключенного к выходу фотоумножителя, установленного в фокусе 60-дюймового телескопа, и работающего совершенно синхронно с вращением пульсара. Даже при наличии телескопа такого размера требовалось в среднем около 5 млн. циклов для получения такой чистой кривой, так как среднее число фотонов для каждого полного импульса пульсара приблизительно равно 1. Такая малая величина периода предъявляет очень высокие требования к схеме переключения каналов уплотнителя, в данном случае требовалась стабильность порядка одной миллиардной доли и предусматривалась подстройка часов для компенсации неравномерности вращения Земли.

Стоит еще раз подчеркнуть, что суть метода усреднения сигналов состоит в сужении полосы пропускания, а для этого продолжительность эксперимента должна быть большой. По горизонтальной оси откладывается время эксперимента; конкретная скорость сканирования или модуляции обычно большого значения не имеет, так как она достаточно далека от величины 1/f, характерной для шума вблизи частот постоянного тока.

Модуляцию можно представить себе как простой сдвиг сигнала, который необходимо измерить, из области частот постоянного тока в область модулирующей частоты. Эффект длительного накопления данных сводится в этом случае к концентрированию полосы шириной Δf = 1/T на частоте f_мод, а не к смещению ее в область частот постоянного тока.

15.15. Обнаружение путем захвата

Этот метод достаточно сложен для понимания. Для того чтобы разобраться с ним, необходимо уделить немного внимания фазовому детектору, который мы первоначально рассмотрели в разд. 9.27.

Фазовые детекторы. В разд. 9.27 мы описали фазовый детектор, выходное напряжение которого пропорционально разности фаз между двумя цифровыми сигналами (логическими уровнями). Для того чтобы перейти к обнаружению путем захвата, необходимо познакомиться с линейными фазовыми детекторами, так как почти всегда приходится иметь дело с аналоговыми уровнями напряжения. Основная схема представлена на рис. 15.37. Аналоговый сигнал проходит через линейный усилитель, знак коэффициента усиления которого изменяется на противоположный под воздействием прямоугольного опорного сигнала, управляющего переключателем на полевом транзисторе. Выходной сигнал проходит через RС-фильтр низких частот. Вот и все, о чем можно здесь сказать. Посмотрим, что же это нам дает.

Рис. 15.37. Фазовый детектор для линейных входных сигналов. Эта принципиальная схема использована в микросхеме AD630.

Выход фазового детектора. Для того чтобы проанализировать работу фазового детектора, допустим, что на вход подается сигнал Е_сcos (ωt + φ) и соответствующий ему опорный сигнал представляет собой прямоугольное колебание. В тех точках, где функция sinωt проходит через нуль, происходит изменение полярности прямоугольного колебания, т. е. в точках t = 0, π/ω, 2π/ω и т. д. Предположим далее, что мы усредняем выходной сигнал U_вых, пропуская его через фильтр низких частот, постоянная времени которого превышает величину одного периода τ = RC >> Т = 2π/ω. Тогда выход фильтра низких частот описывается следующим выражением:

где скобки  использованы для представления среднего значения, а знак «минус» объясняется тем, что в двух половинах периода сигнала U_оп коэффициент усиления имеет противоположные знаки. В качестве упражнения можете показать, что

 _{Упражнение 15.2. Получите выражение для коэффициента усиления, равного единице. Для нахождения средних значений выполните интегрирование.}

Полученный результат позволяет сделать следующий вывод: для входного сигнала, имеющего такую же частоту, что и опорный сигнал, усредненный выходной сигнал пропорционален амплитуде Е_с и синусу относительного сдвига фазы.

Прежде чем идти дальше, нам нужно получить еще один результат: каким будет выходное напряжение в случае, когда частота входного сигнала близка (но не равна) частоте опорного сигнала? Ответить на этот вопрос нетрудно, используя предыдущие выражения и приняв, что теперь величина φ есть медленно меняющаяся переменная. При частоте, слегка отличающейся от опорной (на Δω), имеем

cos(ω + Δω)t = cos(ωt + φ), φ = tΔω.

Теперь выходной сигнал представляет собой медленно меняющуюся синусоиду:

U_вых = (2E_c/π)sin(Δω)t

которая проходит через фильтр НЧ почти без изменений при условии, что Δω < 1/τ = 1/RC, и значительно ослабляется при условии, что ω < 1/τ.

Метод захвата. Теперь для увеличения чувствительности введем так называемый усилитель захвата (фазочувствительный усилитель). Сначала искусственно создадим слабый периодический сигнал, как обсуждалось выше, взяв его частоту вблизи 100 Гц. Этот слабый сигнал, засоренный шумами, усилим и продетектируем по фазе относительно сигнала модуляции.

Рассмотрим рис. 15.38.

Рис. 15.38. Обнаружение путем захвата.

Будем проводить опыт при «двойном управлении» сигналом: во-первых, должна быть быстрая модуляция, которая нужна для фазового детектирования, и, во-вторых, медленная развертка по интересующим нас параметрам сигнала (при ядерном магнитному резонансе, например, для быстрой модуляции можно использовать модуляцию магнитного поля небольшим сигналом с частотой 100 Гц, а для медленной — использовать 10-минутную развертку, охватывающую все резонансы). Фазосдвигающая цепь отрегулирована так, чтобы выходной сигнал был максимальным, а постоянная времени фильтра низких частот имеет достаточно большое значение, которое выбирается с учетом отношения сигнал/шум. Спад характеристики фильтра низких частот определяет ширину полосы пропускания, например если сопрягающая частота равна 1 Гц, то схема будет пропускать посторонние сигналы и шум, частота которых лежит в пределе 1 Гц относительно частоты исследуемого сигнала (100 ±1 Гц). Ширина полосы пропускания ограничивает также скорость медленной модуляции, так как нет смысла устанавливать для развертки более короткое время, чем время отклика фильтра. Обычно величина постоянной времени лежит в пределах от долей секунды до десятков секунд, и часто для медленной модуляции используют часовой механизм, которым управляют с помощью выведенной куда-нибудь ручки.

Обратите внимание, что обнаружение путем захвата фазы сводится к сужению полосы пропускания, причем ширину полосы пропускания устанавливает оконечный фильтр НЧ. Как и в случае с усреднением сигнала, эффект модуляции заключается в центрировании сигнала на частоте быстрой модуляции, а не на частоте постоянного тока, при этом удается устранить шумы с фактором 1/f (фликкер-шум, дрейф, дребезг и т. п.).

Два метода быстрой модуляции. Существуют два способа быстрой модуляции: в качестве модулирующего колебания можно использовать очень слабое синусоидальное колебание или очень сильное, по сравнению с искомым сигналом, прямоугольное колебание; их иллюстрирует рис. 15.39.

Рис. 15.39. Методы модуляции при захвате, а — малый синусоидальный сигнал модуляции; б — большой прямоугольный сигнал модуляции.

В первом случае выходной сигнал фазового детектора пропорционален наклону сигнала (т. е. его производной), а во втором случае — сигналу (при условии, что нет других спектральных линий, связанных с модулирующим колебанием). По этой причине все эти простые резонансные кривые, наблюдаемые при ядерном магнитном резонансе, выглядят как дисперсионные кривые (рис. 15.40).

Рис. 15.40. Дифференцирование сигнала при обнаружении путем захвата.

При модуляции прямоугольным колебанием с большим фазовым сдвигом существует хороший метод подавления сигнала прямого прохождения, применяемый в тех случаях, когда это явление создает трудности в работе. На рис. 15.41 показано модулирующее колебание. Сдвиги выше и ниже центрального значения уничтожают сигнал и создают модуляцию типа «включен/выключен» на удвоенной частоте по отношению к основной несущей. Этот метод предназначен для специальных случаев и не следует прибегать к нему ради красоты.

Рис. 15.41. Схема модуляции для подавления сигнала прямого прохождения.

Модуляцию с прямоугольными колебаниями большой амплитуды очень часто используют в инфракрасной астрономии, где для переключения изображения инфракрасного источника приводят в движение вторичные зеркала телескопа. Этот метод популярен также в радиоастрономии и известен здесь под названием переключений Дикке.

Промышленные усилители с захватом имеют источники модулирующих колебаний с перестраиваемой частотой, следящий фильтр, оконечный фильтр с коммутируемой постоянной времени, высококачественный усилитель с низким уровнем шума и широким динамическим диапазоном (если бы шум не имел значения, то не нужно было бы и использовать обнаружение с захватом), а также линейный фазовый детектор с хорошими характеристиками. Кроме того, они допускают возможность использования внешнего источника модуляции. С помощью ручки можно регулировать фазовый сдвиг, следовательно имеется возможность максимально увеличить обнаруженный сигнал. Весь прибор заключают в красивый корпус, на котором имеется шкала для считывания выходного сигнала. Обычно цена этих приборов составляет несколько тысяч долларов. Их производят такие фирмы, как EG&G Princeton Applied Research, Ithaco и Stanford Research Systems. Бортовые компоненты среди прочих производит фирма Evans Electronics. Для того чтобы наглядно продемонстрировать возможности метода захвата фазы, мы обычно показываем студентам такой эксперимент. Мы используем захват фазы для выделения модулированного сигнала от небольшого светодиода, подобного тем, которые используют для индикации на панелях приборов. Частота модуляции имеет порядок несколько килогерц. Ток очень мал, и свечение диода при нормальном комнатном освещении можно заметить с трудом. На расстоянии около 2 м установлен фототранзистор, направленный в сторону светодиода, а его выход подается на схему захвата фазы.

Если свет в комнате выключить, то с фототранзистора на частоте модуляции будет сниматься очень слабый сигнал (смешанный с шумами), который легко обнаруживает схема захвата при условии, что постоянная времени равна нескольким секундам. Затем мы выключаем свет в комнате (флуоресцентное освещение), и в тот же момент фототранзистор начинает формировать колебания с частотой 120 Гц, амплитуда которых больше примерно на 50 дБ. Теперь с помощью осциллографа обнаружить сигнал от светодиода невозможно, а схема захвата спокойно обнаруживает этот сигнал. Для того чтобы убедиться, что схема действительно работает, достаточно поместить руку между светодиодом и детектором. Впечатление огромное!

15.16. Амплитудный анализ импульсов

Работа анализатора амплитуды импульсов основана на простом расширении принципа работы многоканального уплотнителя; этот прибор играет важную роль в ядерной и радиационной физике. Идея метода на редкость проста: импульсы, амплитуды которых лежат в некотором диапазоне, поступают на вход схемы пикового детектора с АЦП, которая преобразует относительную амплитуду импульса в адрес канала. Многоканальный уплотнитель затем наращивает выбранный адрес на единицу. В результате получаем график, который представляет собой гистограмму амплитуд импульсов. Вот и вся хитрость.

Широкое распространение анализаторов амплитуд импульсов обусловлено тем, что величина выходных импульсов многих датчиков заряженных частиц, рентгеновского и гамма-излучения пропорциональна энергии излучения, воспринятого датчиком (примером могут служить пропорциональные счетчики, детекторы на твердом теле, детекторы с поверхностным барьером, сцинтилляторы, рассмотренные в разд. 15.07). Таким образом, анализатор амплитуды импульсов преобразует выход детектора в энергетический спектр.

Анализаторы амплитуды импульсов обычно разрабатывались как специальные приборы, в состав которых входили интегральные схемы и отдельные дискретные компоненты. В настоящее время все более широко стали использовать мини-компьютеры и быстродействующие АЦП с импульсным входом. При этом в вашем распоряжении оказываются разнообразные полезные для дела аппаратные и программные возможности ЭВМ, такие, как вычитание фоновых сигналов, энергетическая калибровка и идентификация линий, память на дисках и лентах, управление экспериментом в интерактивном режиме. Это устройство заставляет микролуч потока протонов сканировать образец в двумерной плоскости, обнаруживает появившиеся рентгеновские лучи, сортирует их по химическим элементам и запоминает картину распределения по каждому элементу в образце; одновременно вы имеете возможность наблюдать рентгеновский спектр и само формирование картины распределения. Всем процессом управляет анализатор амплитуды импульсов, который и не подозревает, что на самом деле он представляет собой ЭВМ.

На входе анализатора амплитуды импульсов используется АЦП, с которым связана одна интересная особенность этой системы. Оказывается, что в данном случае нельзя использовать АЦП с последовательными приближениями, несмотря на его высокую скорость. Это связано с тем, что вы не сможете добиться точного равенства ширины каналов, плавная последовательность входных сигналов излучения даст волнистую базовую линию. Во всех анализаторах амплитуды импульсов используют так называемый преобразователь Уилкинсона, принцип работы которого основан на преобразовании входного сигнала с единственным углом наклона - входной импульс заряжает конденсатор, который затем разряжается постоянным током, а во время разряда быстродействующий счетчик (обычно используется частота 200 МГц) подсчитывает адрес. Недостаток такого анализатора состоит в наличии «мертвой зоны», величина которой зависит от амплитуды последнего импульса, а его достоинство — в точном равенстве ширины каналов.

Входы многих анализаторов амплитуды импульсов позволяют использовать эти устройства в качестве многоканальных уплотнителей. А почему бы и нет? Все необходимые элементы здесь в наличии. Среди крупных производителей анализаторов амплитуды импульсов такие фирмы, как Canberra, EG&G, Nuclear Data и Tractor-Nothern.

15.17. Преобразователи времени в амплитуду

В ядерной физике приходится определять распределение времени распада частиц с коротким временем жизни. Эту задачу помогает решить время-амплитудный преобразователь (ВАП), подключаемый на входе анализатора амплитуды импульсов. ВАП запускает генератор линейно-изменяющегося сигнала, когда на один из его входов приходит импульс, и останавливает его, когда импульс появляется на другом входе, при этом происходит разряд конденсатора и формируется выходной импульс, пропорциональный интервалу времени между импульсами запуска и останова. Достигаемое при этом разрешение измеряется в пикосекундах. Рис. 15.42 иллюстрирует измерение продолжительности жизни мюона, выполненное студентом путем определения времени задержки между захватом мюона космического излучения сцинтиллятором и его последующим распадом.

Рис. 15.42. Измерение продолжительности жизни мюона на основе спектра временных интервалов (преобразователь времени в амплитуду + амплитудный анализатор импульсов).

Каждое обрабатываемое событие сопровождается вспышкой света, а ВАП используется для преобразования интервалов времени в импульсы. В приборе нашего студента распад космического мюона происходил в среднем один раз в 1 мин, поэтому для того, чтобы установить, что продолжительность жизни составляет 2,198 ± 0,02 мкс, ему пришлось потратить 18 дней (более точным является значение 2,197134 + 0,00008 мкс). Обратите внимание на использование логарифмического масштаба для построения графика и на систематическое уменьшение ошибки, пропорциональной n^1/2 (ошибки счета). Изображенный график соответствует распаду, который описывается выражением n(i) = n₀exp(-t/τ).

Осциллограф представляет собой очень полезный и наиболее широко распространенный измерительный прибор. При обычном применении он позволяет «видеть» напряжения в схеме в виде функции времени. Запуск прибора производится всегда в определенной точке сигнала, поэтому мы имеем возможность наблюдать стационарное изображение. Для того чтобы объяснить, как работает прибор, мы изобразили его блок-схему (рис. А.1) и типовую переднюю панель (рис. А.2). Осциллограф, который мы здесь опишем, обычно называют двухлучевым осциллографом с входом по постоянному току и внешним запуском. Существуют специальные телевизионные осциллографы и им подобные, существуют также осциллографы старых выпусков, которые нельзя использовать для проверки современных электронных схем.

Вертикальное отклонение луча

Если говорить о входах для сигналов, то в большинстве осциллографов предусмотрены два канала; это очень удобно, так как часто интерес представляет соотношение между сигналами. В каждом канале имеется калиброванный переключатель усиления, с помощью которого устанавливается масштаб ВОЛЬТ/ДЕЛЕНИЕ на экране осциллографа. Предусмотрена также ручка ПЕРЕМЕННОГО усиления (концентричная с переключателем коэффициента усиления), которая позволяет установить сигнал в таком виде, чтобы он занимал определенное число делений. Предупреждение: при измерении напряжений ручка установки переменного усиления должна обязательно находиться в положении КАЛИБР! Об этом часто забывают. В более совершенных моделях осциллографов предусмотрены индикаторные лампы, которые указывают, что ручка регулировки переменного усиления не находится в положении КАЛИБР.

Осциллограф имеет связи по постоянному току, и это очень важно: на экране отображается сигнал напряжения постоянного тока и только. Однако иногда интерес может представлять небольшой переменный сигнал, имеющий большое смещение в виде неизменного напряжения постоянного тока; в этом случае можно переключить вход на связь по переменному току, при этом последовательно со входом подключится конденсатор, постоянная времени которого равна примерно 0,1 с. В большинстве осциллографов имеется также заземленный вход, который позволяет определить, где находится на экране уровень 0 В. (В положении ЗЕМЛЯ сигнал не закорачивается на землю, а просто отключается от осциллографа, вход которого заземляется.) Входы осциллографа обычно обладают высоким импедансом (параллельное соединение сопротивления 1 МОм и емкости 20 пФ), как и должно быть в хорошем приборе для измерения напряжения. Универсальным и точным значением для входного сопротивления является 1,1 МОм, при этом можно использовать высокоомные щупы (об этом речь пойдет ниже); к сожалению, стандартизованного значения для параллельной емкости нет, и это вызывает некоторые неприятности при замене щупов.

В усилителях вертикального отклонения предусматривают возможность управления положением луча и возможность инвертирования сигнала по крайней мере на одном из каналов, а также переключатель ВХ. РЕЖИМ. Последний позволяет наблюдать сигнал в любом из каналов, их сумму (разность при инвертировании сигналов) или оба канала сразу. Для наблюдения сигналов в обоих каналах предназначены два режима: ЧЕРЕДОВАНИЕ, когда при следующих друг за другом развертках отображаются сигналы с альтернативных входов; режим МЕТКИ, при котором луч быстро перемещается (0,1–1 МГц) туда и обратно между двумя сигналами. Режим ЧЕРЕДОВАНИЕ, как правило, предпочтительнее, за исключением наблюдений слабых сигналов. Иногда, для того чтобы убедиться в правильности своих наблюдений, полезно пронаблюдать сигналы и в том, и в другом режиме.

Горизонтальное отклонение луча

Сигнал вертикальной развертки подается на схему вертикального отклонения и перемещает луч вверх и вниз по экрану. Сигнал горизонтальной развертки создается внутренним генератором пилообразного напряжения, обеспечивающим отклонение, пропорциональное времени. Как и для усилителей вертикального отклонения, здесь предусмотрены калиброванный переключатель ВРЕМЯ/ДЕЛЕНИЕ и концентрическая с ним ручка ПЕРЕМЕННОГО усиления; сформулированное ранее предупреждение распространяется и на этот случай. Осциллографы в большинстве снабжены ручкой х10 УСИЛЕНИЕ (по горизонтали), один из входных каналов может быть использован для внешнего задания горизонтального отклонения (при этом получаются, например, всем известные и, как правило, бесполезные фигуры Лиссажу, которые любят авторы элементарных учебников и создатели научно-фантастических фильмов).

Схема запуска

Мы подошли к самому интересному — к схеме запуска. Мы уже познакомились с сигналами вертикального отклонения и горизонтальной развертки; они необходимы для построения графика зависимости напряжения от времени. Но если сигнал горизонтальной развертки не будет перехватывать входной сигнал каждый раз в одной и той же точке (при условии, что входной сигнал является периодическим), то изображение будет представлять собой сплошную путаницу - входное колебание будет накладываться само на себя в различные моменты времени. Схема запуска позволяет выбрать УРОВЕНЬ и НАКЛОН («+» или «—»), определяющие момент начала развертки.

Посмотрите на переднюю панель прибора, и вы увидите, что существует несколько вариантов выбора сигналов, поступающих на вход схемы запуска и несколько вариантов выбора режима ее работы. В НОРМАЛЬНОМ режиме развертка начинается только в том случае, когда выбранный сигнал проходит через установленную вами точку запуска и изменяется в выбранном направлении (имеется в виду заданный НАКЛОН). На практике, регулируя уровень, добиваются стабильного изображения. В режиме внутреннего запуска (АВТО) в отсутствие сигнала развертка начинает «бегать»; этот режим хорошо использовать в тех случаях, когда сигнал может уменьшаться до малых значений, так как изображение не будет пропадать и не будет возникать впечатление, что сигнал исчез. Этот режим является самым подходящим, если рассматривается совокупность различных сигналов и нет желания каждый раз производить установку схем запуска. ОДНОКРАТНАЯ РАЗВЕРТКА используется для непериодических сигналов. В режиме ЛИНИЯ развертка запускается от сети переменного тока; этот режим используется в тех случаях, когда интерес представляют фон или пульсации в схеме. ВНЕШНИЕ входы схемы запуска используют в тех случаях, когда наряду с некоторым интересующим вас «грязным» сигналом имеется чистый сигнал, имеющий такую же скорость изменения; к такому режиму часто прибегают в тех случаях, когда на схему подается некоторый испытательный входной сигнал или в цифровых схемах, работа которых синхронизируется тактовыми импульсами. Для наблюдения комбинированных сигналов полезны различные виды связи; например, предположим, что необходимо рассмотреть звуковой сигнал с частотой порядка нескольких килогерц, на который накладываются отдельные выбросы. В режиме ПОДАВЛЕНИЕ ВЧ ко входу схемы запуска подключается фильтр НЧ, предотвращающий запуск схемы по этим выбросам. Если именно выбросы представляют для вас интерес, то можно сделать так, чтобы схема запускалась как раз по ним - для этого служит режим ПОДАВЛЕНИЕ НЧ.

Во многих осциллографах предусмотрены ручки ПОИСК ЛУЧА и ПРОСМОТР СИГНАЛА ЗАПУСКА. Поиск луча полезен в тех случаях, когда вы не можете найти осциллограмму; этот режим особенно по душе начинающим. В режиме просмотра сигнала запуска на экране отображается сигнал запуска; этот режим особенно удобен при внешнем запуске.

Подсказки начинающим

Для того чтобы осциллограф был послушным инструментом в ваших руках, начиная работу, вспомните следующие практические советы. Прежде всего осциллограф нужно включить; для схемы запуска установите режим АВТО, СВЯЗЬ ПО ПОСТ. ТОКУ, КАН1. Для скорости развертки установите значение 1 мс/дел., а усиление выключите (получим 1-кратное усиление). Заземлите входы схемы вертикального отклонения, задайтесь яркостью и вращайте ручку управления отклонением по вертикали до тех пор, пока на экране не появится горизонтальная линия (если это вызовет затруднения, попробуйте воспользоваться режимом поиска луча).

Предупреждение: в некоторых осциллографах, например типа Tectronix 400, режим автоматической внутренней развертки нельзя установить, если не отрегулирован должным образом уровень запуска. После этого можно подать сигнал, отключить вход от земли и начать манипулировать со схемой запуска. Чтобы ближе познакомиться с осциллографом, посмотрите, каким будет изображение на его экране, когда коэффициент усиления вертикального отклонения имеет очень большое значение, когда скорость развертки очень велика или очень мала и когда схема запуска плохо отрегулирована.

Щупы

Входная емкость осциллографа по отношению к испытываемой схеме может быть слишком велика, особенно если учесть экранированный соединительный кабель. Полное входное сопротивление (параллельное соединение сопротивления 1 МОм и емкости 100 пФ или около того) часто оказывается слишком низким для чувствительных схем и нагружает их, образуя делитель напряжения. Хуже того, иногда эта емкость вызывает неправильную работу схемы и даже приводит к возникновению автоколебаний! Очевидно, что в подобных случаях осциллограф ведет себя, «как слон в посудной лавке», по отношению к рассматриваемой схеме, оказывая существенное влияние на ее работу.

Для того чтобы решить эту проблему, обычно используют высокоимпедансные щупы. Работу широко распространенного 10-кратного щупа иллюстрирует рис. А.3.

Рис. А.3.

Для сигналов постоянного тока щуп (вместе с осциллографом) образует просто 10-кратный делитель напряжения. Если отрегулировать С₁ так, чтобы его емкость была равна 1/9 части емкости параллельного соединения С₂ и С₃, то схема станет работать как 10-кратный делитель на всех частотах, а входной импеданс будет определяться параллельным соединением сопротивления 10 МОм и емкости в несколько пикофарад. На практике щуп регулируют с помощью прямоугольных импульсов с частотой примерно 1 кГц, генератор которых предусмотрен во всех осциллографах и снимается с гнезда КАЛИБР. или РЕГ. ЩУПА. Емкость щупа регулируют до тех пор, пока на экране не будет получено изображение точной прямоугольной формы. Иногда регулировка щупа бывает ловко спрятана изготовителями; в некоторых конструкциях тело щупа надо поворачивать и фиксировать относительно второй, сочлененной с ним части. Один недостаток: с помощью 10-кратного (10 х) щупа трудно рассматривать сигналы порядка нескольких милливольт; для таких измерений лучше использовать щуп 1 х, который представляет собой обычный экранированный кабель с небольшой емкостью и необходимыми для щупа элементами (зажим с захватом, зажим «земля», удобная ручка и т. п.). 10-кратный щуп должен быть стандартным и должен быть подключен к осциллографу с левой стороны, а 1-кратный щуп должен использоваться по мере необходимости. В некоторых щупах возможно переключение на 1-кратный или 10-кратный режим.

Земля

Как и в большинстве измерительных приборов, сигнал на входе осциллографа оценивается относительно земли прибора (внешняя часть входного коаксиального разъема типа BNC), которая обычно электрически связана с корпусом. Последний в свою очередь соединяется с «землей» сети переменного тока через 3-жильный кабель питания. Это значит, что вы не можете измерять напряжение между двумя точками в схеме, а вынуждены измерять сигналы относительно этой земли.

В связи со сказанным отметим один важный момент: если подключить «землю» щупа осциллографа к точке в схеме, которая обладает некоторым потенциалом относительно земли, то эта точка будет в результате закорочена на землю. Для испытуемой схемы это может иметь самые плачевные последствия; кроме того, есть схемы, для которых заземление крайне опасно (для бестрансформаторных электронных приборов, как, например, некоторые телевизоры). Если вам непременно нужно рассмотреть сигнал между двумя точками в схеме, то вы можете либо сделать осциллограф «плавающим» и поднять земляной провод (просто так этого делать не следует), либо произвести дифференциальное измерение. Для этого нужно, инвертировав сигнал в одном из входных каналов, использовать режим СУММИРОВАНИЕ (для некоторых осциллографов предусмотрены специальные модули, подключив которые можно непосредственно выполнять дифференциальные измерения).

И еще одно замечание по поводу земли при измерении слабых и высокочастотных сигналов: убедитесь, что земля осциллографа и земля схемы, в которой вы проводите измерения, одинаковы. Лучше всего для этого соединить «землю» щупа непосредственно с «землей» схемы, а затем измерить щупом напряжение «земли» и убедиться, что сигнал отсутствует. Вся беда в том, что очень часто короткий конец «земля» на щупе бывает утрачен, поэтому храните все принадлежности щупа где-нибудь в одном месте.

Другие возможности осциллографа

Во многих осциллографах предусмотрена ЗАДЕРЖАННАЯ РАЗВЕРТКА; с помощью задержанной развертки можно наблюдать фрагмент сигнала, спустя некоторое время после запуска. Задержку можно точно отрегулировать с помощью специальной многооборотной ручки, а вторую скорость развертки можно установить с помощью переключателя. В режиме задержки при ПОВЫШЕННОЙ ЯРКОСТИ весь сигнал отображается с первой скоростью развертки, а задержанный элемент имеет «вторую скорость развертки» и повышенную яркость; такой режим удобен во время наладки. В осциллографах с задержанной разверткой иногда предусматривают «смешанную развертку», в этом режиме изображение формируется сначала с одной скоростью развертки, а затем переключается на другую (обычно более высокую) скорость по истечении выбранной задержки.

Задержанная развертка может начинаться сразу по истечении задержки или в следующий после задержки момент запуска; для управления запуском предусмотрены две схемы управления, благодаря которым две точки запуска можно устанавливать независимо друг от друга. (Ну путайте задержанную развертку с задержкой сигнала. Во всех осциллографах происходит задержка сигнала в канале, благодаря чему можно наблюдать событие, которое произвело запуск; оказывается, осциллограф позволяет нам заглядывать в недавнее прошлое!) Во многих современных осциллографах предусмотрена возможность управления задержкой запуска (ЗАДЕРЖКА СРАБАТЫВАНИЯ); при этом запуск запрещается на интервал времени, величина которого регулируется после каждого периода развертки. Этот режим очень удобен для наблюдения сложных сигналов без простой периодичности, характерной, скажем, для синусоидального сигнала. Типичным примером является цифровой сигнал, представляющий собой сложную последовательность единиц и нулей, для которого никаким иным способом нельзя добиться стабильного изображения (разве только путем регулировки верньера скорости развертки, а это предполагает отсутствие калиброванной развертки). Существуют также осциллографы с памятью, которые позволяют наблюдать неповторяющиеся события, и осциллографы, к которым можно подключать дополнительные функциональные модули. Они позволяют делать почти все, что захочется: отображать одновременно до восьми осциллограмм, производить спектральный анализ, точно измерять время и напряжение (в цифровом виде) и т. д. Сейчас появились аналоговые осциллографы нового поколения с цифровой памятью; они позволяют улавливать кратковременные однократные сигналы и возвращаться к прошлым событиям (которые произошли до начала запуска) на расстояние до 3/4 целого экрана.

Комплексные числа

Комплексное число представляется в следующей форме:

N = а + bi,

где а и b — действительные числа, а i представляет собой корень квадратный из — 1 (вместо i в остальных частях книги использован символ j для того, чтобы не возникало путаницы с обозначением малосигнального тока); а называют действительной частью комплексного числа, а b — мнимой. Для обозначения комплексных чисел используют иногда жирный шрифт или подчеркивают символ жирной линией. Во всех остальных случаях, когда нет специальных обозначений, предполагается, что вы сами знаете, когда перед вами комплексное число!

Комплексные числа, так же как и действительные, можно складывать, вычитать, умножать:

(а + bi) + (с + di) = (а + с) + (b + d)i;

(а + bi) — (с + di) = (a — c) + (b — d)i;

(а + bi)(c + di) = (ас + bd) + (bc + ad)i;

Все эти действия выполняются просто в том смысле, что i рассматривается как величина, на которую умножена мнимая часть, а все остальные — простая арифметика. Отметим, что i² = — 1 (это используется в примере с умножением), а операция деления упрощается путем умножения числителя и знаменателя на сопряженное комплексное число, которое получается при изменении знака мнимой части на противоположный. Иногда сопряженное комплексное число отмечают звездочкой.

Если N = а + bi, то N* = а — bi.

Модуль комплексного числа равен

|N| = |а + bi| = [(а + bi)(a — bi)]^1/2 = (а² + Ь²)^1/2, т. е. |N| = (NN*)^1/2.

Для того чтобы определить модуль комплексного числа, нужно умножить это число на сопряженное и взять квадратный корень от произведения. Модуль произведения (или частного) двух комплексных чисел представляет собой просто произведение (или частное) их модулей.

Для действительной и мнимой частей комплексного числа иногда используется следующая запись:

действительная часть N = Re(N),

мнимая часть N = Im(N).

Для того чтобы получить действительную или мнимую часть, нужно записать число в виде а + bi и взять а или b. При этом может потребоваться выполнить умножение или деление, так как комплексное число может быть весьма запутанным.

Для представления комплексных чисел иногда используют комплексную плоскость. Она представляет собой такую же плоскость, как и плоскость с координатами х, у. При изображении комплексного числа действительная часть берется как координата х, а мнимая — как у, т. е. на этой плоскости используются оси ДЕЙСТВИТЕЛЬНАЯ (х) и МНИМАЯ (у), как показано на рис. Б.1.

Рис. Б.1.

Используя эту аналогию, иногда комплексные числа записывают с помощью координат х, у:

а + bi <-> (a, b).

Как и обычные точки с координатами х, у, комплексные числа можно представлять в полярных координатах; это представление называют тригонометрическим. Например, число а + bi можно записать и так (рис. Б.2):

a + bi = (R, θ),

где R = (а² + b²)^1/2 и = arctg(b/a).

Если учесть, что

e^ix = cosx + isinx

(это выражение, известное под названием формулы Эйлера, нетрудно получить, если представить экспоненциальную функцию в виде ряда Тейлора), то получим показательную форму записи:

N = a + bi = Re^iθ,

R = |N| = (NN*)^1/2 = (а² + b²)^1/2,

θ = arctg(b/a),

т. е. модуль комплексного числа R и угол θ — это просто полярные координаты точки, представляющей число на комплексной плоскости. Показательная (или полярная) форма представления удобна для выполнения операций умножения (или деления) комплексных чисел - модули чисел перемножаются (делятся), а углы — аргументы складываются (вычитаются):

(ae^ib)(ce^id) = ace ^i(b+d).

Рис. Б.2.

И наконец, для того чтобы перейти от представления в полярных координатах к представлению в прямоугольных координатах, следует просто воспользоваться формулой Эйлера:

ae^ib = acosb + iasinb,

т. е. Re(ae^ib) = acosb, Im(ae^ib) = asinb.

Для того чтобы умножить комплексное число на экспоненциальную функцию, необходимо просто выполнить соответствующие операции умножения:

N = a + bi,

N^ix = (а + bi) (cosх + isinх) = (acosx — bsinx) + i(bcosx + asinx).

Дифференциальное исчисление

Начнем с понятия функции f(x), т. е. формулы, которая для каждого значения х позволяет найти значение у = f(x). Функция f(х) является однозначной, если каждому значению х она ставит в соответствие единственное значение у. Понятие функции у = f(x) иллюстрирует график, представленный на рис. Б.З.

Рис. Б.3.

Производная у по х определяется углом наклона графика у к оси х. Если вы проведете касательную к графику функции в некоторой точке, то наклон касательной в этой точке и есть dy/dx, т. е. производная сама по себе представляет функцию, так как ее значение определено в каждой точке. На рис. Б.З наклон в точке (1,1) определяется значением 2, а в точке начала координат он нулевой (немного ниже сказано, как вычисляется производная).

Пользуясь математическими терминами, можно сказать, что производная - это предел, к которому стремится отношение приращения у(Δу) к приращению х(Δх), когда Δх стремится к нулю.

Процитируем песенку, которую когда-то сочинили по этому поводу в Гарвардском университете (авторы Том Лехрер и Льюис Бранском):

В исходной функции от х (иначе у, в целях упрощенья) Берем значенье аргумента, чуть меняем, запоминаем Приращенье… Сменили аргумент. Теперь о функции и до и после Этого момента: Ее мы вычислим, потом разделим y-рост на приращенье Аргумента. Идем дальше: разность x-ов устремив к нулю и изменения в частном наблюдая, Должны найти… должны (?), мне кажется, найдем Предел, тем самым и работу завершая. А найденный предел для функции исходной И называют производной.

(На мелодию «Что-то должно измениться». W. Benton Overstreet.)

Дифференцирование - это прямая операция, и для основных функций составлены стандартные таблицы производных. Ниже приводятся основные правила нахождения производных (u и v — это функции х):

Некоторые производные

Последнее правило представляет собой правило дифференцирования сложной функции, оно распространяется на цепочку из любого числа функций и очень полезно для вычисления производных. Иногда функцию дифференцируют, чтобы определить значение производной в некоторой точке. В других случаях требуется найти минимум или максимум функции. Так как в точке экстремума производная равна нулю, то найденную производную приравнивают к нулю и разрешают полученное уравнение относительно х.

Рассмотрите следующие примеры:

Общие принципы

1. Схема не должна допускать двусмысленности. В связи с этим номера контактов, параметры элементов, полярности и т. п. следует указывать на схеме совершенно четко, во избежание следующей путаницы.

2. Хорошая принципиальная схема дает ясное представление о ее работе. В связи с этим выделяйте на схеме функциональные части, не бойтесь оставлять на бумаге чистые участки, не старайтесь заполнить весь лист без просветов. Для изображения функциональных частей приняты определенные условности, например изображать дифференциальный усилитель так, как показано на рис. Д.1, не стоит — в таком виде его трудно узнать. При изображении триггеров, например, вход синхронизации и входы сигналов принято показывать слева, входы установки и сброса - сверху и снизу, а выходы — справа.

Некоторые правила

1. Соединение проводов обозначают точкой; пересечение проводов без их соединения точкой не отмечают (не нужно в точке пересечения использовать небольшой полукруг, этим символом перестали пользоваться еще в 50-е годы).

2. Четыре провода не должны соединяться в одной точке - провода не могут пересекаться и соединяться.

3. Для обозначения одного и того же элемента на схеме всегда используйте один и тот же символ: например, не изображайте двумя способами триггеры (исключение: двумя способами могут изображаться логические вентили).

4. Провода и компоненты выравнивают в ряды по горизонтали и по вертикали: это правило следует соблюдать всегда, если только нет серьезных причин для его нарушения.

5. Номера контактов следует ставить с внешней стороны условного обозначения элемента, а наименование сигналов — внутри условного обозначения.

6. Для всех элементов следует указывать номинальное значение или тип, кроме того, очень хорошо обозначать все элементы на схеме, например, R₇ или ИС₃.

Практические советы

1. Обозначения проставляйте непосредственно около символа элемента, четко выделяйте группы обозначений, относящиеся к элементу: символ элемента, обозначение, тип или номинальное значение.

2. Как правило, сигналы в схемах распространяются слева направо; привычным направлением можно пожертвовать ради ясности изображения.

3. Источники положительного напряжения питания располагайте в верхней части листа, а источники отрицательного напряжения питания - в нижней. В связи с этим транзисторы n-р-n-типа обычно изображают так, что их эмиттеры «смотрят» вниз, а эмиттеры транзисторов р-n-р-типа — вверх.

4. Не старайтесь подключить все провода в схеме к шине питания или к общей земле. Для того чтобы указать эти напряжения в нужных точках схемы, используйте условное обозначение земли и такие обозначения, как +U_кк.

5. Полезно обозначать сигналы и функциональные блоки, а также показывать форму сигнала; на логических схемах очень хорошо обозначать шины сигналов, например СБРОС или СИНХР.

6. При изображении соединений с контактами компонентов эти контакты лучше немного продолжить, чтобы компонент выделялся на схеме. Транзисторы, например, изображайте так, как показано на рис. Д.2.

7. Около символов элементов оставляйте некоторое пространство; например, символы ОУ, отдельных компонентов и провода не рисуйте вплотную друг к другу. Тогда схему будет легче читать, и у вас останется место для проставления обозначений, номеров контактов и т. д.

8. Обозначайте все «квадратики», функции которых сразу не очевидны: например, компараторы и ОУ, сдвиговые регистры и счетчики. Смелее изобретайте новые условные обозначения.

9. Разъемы печатных плат, контакты разъемов и другие подобные элементы обозначайте с помощью небольших прямоугольников, овалов, кружков.

10. Схема должна давать ясное представление о том, какие сигналы поступают на переключатель. Не заставляйте людей, которым предстоит работать с вашей схемой, разгадывать «головоломки с переключателями».

11. Для ОУ и логических устройств подключение источников питания обычно не изображают, а подразумевают. Однако все нестандартные подключения (например, в случае, когда ОУ работает от единственного источника питания и U_ — это земля) и входы следует указывать.

12. Очень полезно составлять небольшие таблицы и указывать в них номера и типы ИС, контакты источников питания (например, номера контактов для U_KK и земли).

13. В нижней части листа следует помещать штамп, в котором указывается наименование схемы, наименование прибора, кто начертил схему, кто ее разработал и проверил, дата и номер сборки. Следует предусмотреть также табличку корректировок с графами для номера, предмета корректировки и даты.

14. Советуем рисовать схемы от руки на миллиметровой бумаге или на простой бумаге, под которую подложен разграфленный лист. Так получается быстро и хорошо. Пользуйтесь карандашом, а не шариковой ручкой.

В качестве иллюстрации мы приводим на рис. Д.3 два варианта одной и той же принципиальной схемы: один служит примером того, как не следует чертить схемы, а другой - примером хорошей схемы, достойной подражания. При построении первого варианта схемы забыли обо всех правилах и в результате ее почти невозможно понять. Как много плохих привычек собрано в этом примере! И с каждой из них нам приходится сталкиваться на практике. (Создание «плохой» схемы очень нас позабавило, но в жизни такие примеры настроения не поднимают.)

Рис. Д.З.

Журналы по электронике

EDN; Electronic Design; Electronics; Electronic Products.

Хотя бы один из этих журналов нужно обязательно читать для того, чтобы быть в курсе появления новых компонентов и новых подходов к разработке электронных схем. Рекламная информация имеет не меньшее значение, чем статьи.

ЕЕ Tunes, Electronic News. Газеты по электронной промышленности.

Electronics and Wireless World. Английский журнал по электронике для любителей и профессионалов.

Ham Radio. Наиболее техническое из всех изданий, публикуемых радиолюбителями.

Journal of Solid State Circuits (IEEE). Журнал, посвященный разработке схем и новым ИС.

QST. Журнал для радиолюбителей, публикуется Американской лигой радиолюбителей.

Spectrum (IEEE). Журнал по электронике для широкого круга читателей, издается Институтом инженеров по электротехнике и радиоэлектронике. Содержит хорошие обзорные статьи по широкому кругу вопросов.

Префиксы ИС

Различные фирмы-изготовители используют, как правило, определенные префиксы перед номером серии ИС, даже если они изготавливают ИС одного типа. В нашем примере префикс DM означает, что это цифровая однокристальная ИС фирмы National Semiconductor (на фирму указывают также буквы NS).

Далее приводится список употребляемых сейчас префиксов.

2N4400 2N4401

Кремниевые переключательные и усилительные n-р-n-транзисторы; август 1966-DS 5198

_{1 — плоский D-образный корпус для обеспечения монтажа на плоской плате;}

_{2 — прочный, литой, высокотемпературный, прессованный, влагоустойчивый пластмассовый корпус;}

_{3 — расположение вывода легко приспосабливается к стандартному кругу выводов ТО-18;}

_{4 — овальные позолоченные выводы длиной 19/32 дюйма позволяют надежно паять соединение.}

Кремниевые n-р-n-транзисторы типа ANNULARE[6]

… предназначены для ключевых схем общего назначения, усилительных схем и для использования в комплементарных схемах совместно с p-n-p-транзисторами типа 2N4402 и 2N4403.

• Высокое предельное напряжение - пробивное U_KЭО = 40 В (мин.).

• Усиление по току определяется в пределах от 0,1 до 500 мА.

• Низкое напряжение насыщения U_{кэ (нас)} = 0,4 В (макс.) при I_к = 150 мА.

• Полный перечень переключательных и усилительных характеристик.

• Литой корпус типа Injection-Molded Unibloc[7].

Схема ТО-92.

Эквивалентные схемы для измерения времени переключения

Рис. 1. Время включения.

_{Время нарастания осциллографа < 4 нс,* полная шунтирующая емкость испытательного стенда, соединений и осциллографа.} 

Рис. 2. Время выключения.

Переходные характеристики

_{На рис. 3–8: 25 °C, — 100 °C.}

Рис. 3. Емкости.

Рис. 4. Характеристики заряда.

Рис. 5. Время включения.

Рис. 6. Время нарастания и время спада.

Рис. 7. Время хранения.

Рис. 8. Время спада.

Характеристики малого сигнала

Коэффициент шума

_{Uкэ = 10 В пост. тока, Токр = 25 °C}

Рис. 9. Влияние частоты.

Рис. 10. Влияние сопротивления источника.

h-параметры

_{Uкэ = 10 В пост, тока, f = 1 кГц, Токр = 25 °C.} 

Эта группа графиков иллюстрирует взаимосвязь между h_21э и другими h-параметрами для транзисторов этой серии. Для получения этих кривых были отобраны элементы с высоким и низким коэффициентом усиления среди транзисторов типа 2N4400 и 2N4401, соответствующие номера элементов проставлены на каждом из графиков.

Рис. 11. Коэффициент усиления по току.

Рис. 12. Входное сопротивление.

Рис. 13. Коэффициент обратной связи по напряжению.

Рис. 14. Выходная проводимость.

Статические характеристики

Рис. 15. Коэффициент усиления по постоянному току.

Рис. 16. Область насыщения коллектора.

Рис. 17. Напряжения «включенного» состояния.

Рис. 18. Температурные коэффициенты.

Операционные усилители с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом с небольшим напряжением сдвига, малым дрейфом LF411A/LF411 (National Semiconductor)

Общее описание. Эти недорогие, быстродействующие элементы представляют собой операционные усилители с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом с очень небольшим напряжением сдвига и гарантированным малым дрейфом этого напряжения. Для них требуется небольшой питающий ток, при этом обеспечивается высокое значение произведения коэффициента усиления на ширину полосы пропускания и высокая скорость нарастания. Кроме того, хорошо согласованные высоковольтные ОУ с входами на полевых транзисторах с p-n-переходом характеризуются малым входным током смещения и малым током сдвига. По выводам элемент LF411 совместим со стандартным элементом LM741, а это значит, что разработчик может моментально улучшить характеристики уже существующих приборов.

Эти усилители можно рекомендовать к использованию в качестве быстродействующих интеграторов, быстродействующих цифро-аналоговых преобразователей, схем выборки и запоминания и прочих схем, требующих небольшого напряжения сдвига и небольшого дрейфа этого напряжения, малого входного тока смещения, большого входного импеданса, высокой скорости нарастания и широкой полосы пропускания.

Свойства:

• внутренняя регулировка напряжения сдвига… 0,5 мВ (макс.)

• дрейф входного напряжения сдвига… 10 мкВ/°С (макс.)

• малый входной ток сдвига… 50 пА

• малый входной шумовой ток… 0,01 пА/√Гц

• широкая полоса пропускания… 3 МГц (мин.)

• высокая скорость нарастания… 10 В/мкс (мин.)

• небольшой потребляемый ток… 1,8 мА

• высокий входной импеданс… 10¹² Ом

• небольшое искажение гармонической составляющей, при К_U = 10, R_н = 10 кОм, Uвнх = 2U_{от пика до пика}, ширина полосы = 20 Гц-20 кГц… < 0,02 %

• небольшой угол наклона характеристики 1/f… 50 Гц

• быстрое установление до 0,01 %… 2 мкс

Типовое соединение

X — электрический класс

Y — температурный диапазон

«М» — военный стандарт,

«С» — коммерческий стандарт

Z — тип корпуса «Н» или «N»

Упрощенная схема

BI-FET II™ — торговая марка фирмы National Semiconductor Corp.

Схема соединений

Металлический корпус

Вид сверху. Примечание: выход 4 соединен с корпусом. Порядковый номер LF411AMH, LF411MH, LF411CH или LF411CH, см. корпус типа Н08Н фирмы National Semiconductor.

Корпус с двухрядным расположением выводов

Вид сверху. Порядковый номер LF411ACH или LF411CN, см. корпус типа N08E фирмы National Semiconductor.

Предельно допустимые значения параметров. Если элементы преназначаются для военных/аэрокосмических приборов, просим связаться с торговым отделом фирмы National Semiconductor по вопросу наличия и характеристик (см. примеч. 8).

_{Примечание 1. Если не указано иное, абсолютное максимальное значение отрицательного входного напряжения равно отрицательному напряжению питания.}

_{Примечание 2. В условиях работы при повышенной температуре следует учитывать температурное сопротивление θп окр.}

_{Примечание 3. Эти элементы предназначаются как для коммерческого диапазона температур, 0 °C <= Токр <= 70 °C, так и для военного диапазона, — 55 °C <= Токр <= 125 °C Диапазон температур обозначается символом, который стоит в серийном номере перед обозначением типа корпуса. Символ «С» указывает на коммерческий диапазон температур, символ «М» — на военный. Для военного диапазона температур предназначен только корпус типа «Н».}

_{Примечание 4. Если не указано иное, то характеристики относятся к полному температурному диапазону при условии, что Uи = ±20 В для LF411A и Uи = ±15 В для LF411. Значения Uсдв, Uсм и Iсдв измеряются при Ucc = 0.}

_{Примечание 5. Элемент LF411A проверяется на соответствие характеристикам в полном объеме партии — 100 %. Элемент LF411 подвергается выборочной проверке, характеристикам должны соответствовать не менее 90 % элементов из партии.}

_{Примечание 6. Входные токи смещения представляют собой токи утечки переходов, они удваиваются каждый раз при увеличении температуры перехода Iп на 10 °C. В связи с тем что время испытаний продукции ограничено, входные токи смещения коррелированы с температурой перехода. При нормальной работе температура перехода в результате внутреннего рассеивания Ррасс превышает температуру окружающей среды Тп = Токр + θп окрРрасс, где θп окр — температурное сопротивление между переходом и окружающей средой. Теплоотвод рекомендуется использовать в тех случаях, когда входной ток смещения должен быть минимальным.}

_{Примечание 7. Коэффициент ослабления влияния напряжения источника питания в соответствии с принятой методикой измеряется при одновременном увеличении или уменьшении обоих источников, от ±15 В до ±5 В для LF411 и от ±20 В до ±5 В для LF411А.}

_{Примечание 8. Военные характеристики для элемента LF411AMH можно найти в документации RETS 411АХ, для элемента LF411MH — в документации RETS 411Х.}

_{Примечание 9. Максимальная мощность рассеивания определяется свойствами корпуса Если рабочая рассеиваемая мощность близка к максимальной, то возможно превышение предельных значений характеристик.}

Типовые характеристики

Импульсная характеристика, R_н = 2 кОм, С = 10 пФ

Замечания по применению

Интегральная схема LF411 представляет собой операционный усилитель с входами на полевых транзисторах с р-n-переходом, имеющих внутреннюю регулировку (торговая марка BI-FET II™). Они обладают очень небольшим входным напряжением сдвига и гарантированным малым дрейфом этого напряжения.

Полевые транзисторы с р-n-переходом имеют большое обратное напряжение пробоя между затвором, истоком и стоком, это устраняет необходимость ограничения напряжения на входах. Следовательно, вполне можно использовать большие дифференциальные входные напряжения без значительного увеличения входного тока. Максимальное значение дифференциального входного напряжения не зависит от питающих напряжений. Однако ни одно из входных напряжений не должно выходить за пределы отрицательного напряжения питания, так как это может привести к большим токам и может закончиться разрушением схемы.

Превышение предельного значения отрицательного синфазного сигнала на любом из входов приводит к тому, что фаза на выходе изменяется на противоположную и на выходе усилителя устанавливается соответствующий высокий или низкий уровень. Превышение предельного значения отрицательного синфазного сигнала на обоих входах приводит к тому, что на выходе усилителя устанавливается высокий уровень. Ни в одном из случаев не происходит защелкивания, так как возвращение сигнала в пределы диапазона синфазных сигналов снова приводит входной каскад, а следовательно, и усилитель в нормальное рабочее состояние.

Превышение предельного значения положительного синфазного сигнала на одном из входов не изменяет фазу на выходе, однако если предел будет превышен на обоих входах, то на выходе усилителя установится высокий уровень. Эти усилители будут работать, если синфазное входное напряжение будет равно положительному питающему напряжению, однако в этих условиях ширина полосы пропускания и скорость нарастания могут уменьшиться. При изменении отрицательного синфазного сигнала на 3 В относительно отрицательного питающего напряжения может произойти увеличение входного напряжения сдвига.

Для элемента LF411 смещение задается зенеровским диодом, что обеспечивает нормальную работу схемы при величине питающего напряжения +4,5 В. Меньшие значения питающего напряжения могут привести к меньшим значениям ширины полосы пропускания и скорости нарастания. На нагрузочном сопротивлении величиной 2 кОм схема LF411 создает напряжение величиной +10 В в полном температурном диапазоне. Большие токи нагрузки могут, однако привести к увеличению входного напряжения сдвига в отрицательном диапазоне изменения питающего напряжения и в конечном итоге к достижению предельной величины активного тока как в положительном, так и в отрицательном диапазоне изменения питающего напряжения.

Следует принимать меры предосторожности, чтобы источник питания никогда не изменял свою полярность и чтобы нельзя было случайно включить схему в разъем, развернув ее на 180°, так как через имеющийся внутри интегральной схемы диод начнет протекать неограниченно большой ток, который вызовет разрушение внутренних проводников и всей схемы.

Усилители на полевых транзисторах с р-n-переходами в отличие от усилителей на полевых МОП-транзисторах не требуют специального обращения.

Как и для большинства усилителей, в данном случае для обеспечения стабильности необходимо позаботиться об экранировании проводов, расположении компонентов и о развязке источников питания. Например, резисторы, соединяющие выход со входом, следует располагать ближе к входу для минимизации «наводок» и максимизации частоты полюса обратной связи за счет минимизации емкости между входом и землей.

Полюс обратной связи возникает в том случае, когда усилитель имеет резистивную обратную связь. Частоту полюса определяют сопротивление и емкость цепы, параллельной цепи, образованной входом схемы (обычно инвертирующим) и землей по переменному току. Нередко частота этого полюса значительно превышает частоту, соответствующую точке 3 дБ на характеристике усиления при разомкнутой цепи обратной связи, и следовательно, ее влиянием на стабильность можно пренебречь. Однако если частота полюса обратной связи меньше, чем частота в точке 3 дБ, то в цепь, соединяющую выход цепи обратной связи с входом, следует включить конденсатор. Конденсатор должен иметь такую емкость, чтобы постоянная времени цепи, образованной этим конденсатором и параллельным ему сопротивлением, была равна или превосходила первоначальную постоянную времени полюса обратной связи.

Типовые применения

Полная принципиальная схема

Габаритные размеры (в мм)

Металлический корпус (типа Н), порядковые номера: LF411AMN, LF411AMH, LF411ACH или LF411CH; фирменный номер корпуса — Н08В.

Штампованный корпус с двухрядным расположением выводов (типа N), порядковые номера корпусов: LF411ACN или LF411CN; фирменный номер корпуса — N08E.

Замечания по использованию в системах жизнеобеспечения

Изделия фирмы National Semiconductor не предназначены для использования в качестве критических компонент в системах жизнеобеспечения, если на то нет письменного согласия президента фирмы. Под системами жизнеобеспечения и критическими компонентами понимается следующее:

1. Устройства или системы жизнеобеспечения — это устройства, которые (а) предназначены для хирургической имплантации в организм или (б) обеспечивают поддержание жизни. Их отказ при условии соблюдения инструкций по эксплуатации может нанести серьезный ущерб пользователю.

2. Критическим является всякий компонент, входящий в устройство или систему жизнеобеспечения, отказ которого может привести к отказу устройства или системы в целом или может повлиять на безопасность или эффективность их работы.

Стабилизаторы напряжения (National Semiconductor)

3-выводные регулируемые стабилизаторы напряжения LM117/LM217/LM317

Общее описание. Интегральные схемы LM117/LM217/LM317 представляют собой регулируемые 3-выводные стабилизаторы положительного напряжения, обеспечивающие выходной ток 1,5 А в диапазоне выходного напряжения от 1,2 до 37 В. Они очень удобны в обращении и требуют только два внешних резистора для установки выходного напряжения. Стабилизация по сети (по входу) и по нагрузке выше, чем при использовании стандартных фиксированных (заземленных) стабилизаторов. Кроме того, LM117 размещен в стандартных транзисторных корпусах, которые удобно устанавливать на печатных платах.

Помимо того что схемы серии LM117 обладают лучшими характеристиками, чем фиксированные стабилизаторы, они обеспечивают полную защиту от перегрузки, что возможно только в ИМС. В одном кристалле предусматривается ограничение по току, защита от перегрева перегрузки и защита безопасной зоны. Вся схема защиты от перегрузки остается полностью работоспособной даже в том случае, когда вывод регулировки не задействован.

Свойства:

• Регулируемый выход вплоть до 1,2 В

• Гарантированный выходной ток 1,5 А

• Типовая стабилизация по входу 0,01 %/В

• Типовая стабилизация по нагрузке 0,1 %

• Предельное значение тока не зависит от температуры

• 100 %-ная повторяемость по электрическим характеристикам

• Нет необходимости иметь запасы источников на различные напряжения

• Используется стандартный 3-выводной транзисторный корпус

• Ослабление пульсаций на 80 дБ

Обычно конденсаторы не требуются, если только устройство не расположено вдалеке от входных фильтрующих конденсаторов. В этом случае вход необходимо шунтировать. Дополнительный выходной конденсатор можно использовать для улучшения переходной характеристики. Если зашунтировать вывод регулировки, то можно получить очень высокие значения коэффициента ослабления пульсаций, которые трудно получить с помощью стандартных 3-выводных стабилизаторов. Помимо того что LM117 заменяет фиксированные стабилизаторы, эта интегральная схема находит широкое применение и в других приложениях. В связи с тем что стабилизатор является «плавающим» и для него имеет значение только разность (перепад) напряжения между входом и выходом, можно строить источники на напряжения до нескольких сотен вольт; ограничение накладывается только превышением максимума перепада напряжений между входом и выходом.

На основе этой схемы достаточно просто построить импульсный стабилизатор, стабилизатор с программируемым выходом, а при включении между выходом и выводом регулировки фиксированного резистора LM117 можно использовать в качестве прецизионного стабилизатора тока[8]. Можно получить источник с электронным выключением, если закорачивать вывод регулировки на землю; при этом на выходе будем иметь 1,2 В, т. е. напряжение, соответствующее очень малому току для большинства нагрузок.

Для LM117K, LM217K и LM317K используют стандартные транзисторные корпуса ТО-3, для LM117H, LM217H и LM317H-транзисторные корпуса ТО-5 с коваровым основанием. LM117 работает в диапазоне от —55 до +150 °C, LM217-OT -25 до 150 °C и LM317-OT 0 до 125 °C.

Интегральные схемы LM317T и LM317MP, работающие в интервале температур от 0 до +125 °C, изготовляют в пластмассовых корпусах ТО-220 и ТО-202 соответственно. Для применений, в которых выходной ток должен превышать 3 А и 5 А, предназначены LM150 и LM138 соответственно. Если требуется иметь отрицательное дополнительное напряжение, то рекомендуем обратиться к LM137.

Типовые применения

а — регулируемый стабилизатор напряжения 1,2-25 В.

_{1) Необязательный элемент — улучшает переходную характеристику: * необходим в том случае, когда схема расположена вдалеке от фильтрующих конденсаторов;}

_{2⁾ Uвых = 1,25 B [1 + (R2/R1)]}

б — цифровая установка выхода.

_{* устанавливает максимальное значение Uвых.}

в — стабилизатор напряжения на 5 В для логических схем с электронным выключением;

_{* минимальное выходное напряжение ~= 1,2 В.}

Предельные (максимальные) значения параметров:

Рассеиваемая мощность Имеет встроенное ограничение

Перепад напряжения между входом и выходом… 40 В

Рабочий температурный диапазон для р-n-переходов

LM117… От -55 до +150 °C

LM217… От -25 до +150 °C

LM317… От 0 до +125 °C

Температура хранения… От -65 до +150 °C

Температура пайки выводов (продолжительность пайки 10 с) … 300 °C

Типовые характеристики для корпусов К и Т

Замечания по применению

Включенный LM117 формирует опорное напряжение U_оп с номинальным значением 1,25 В между выходом схемы и выводом регулировки (рис. 1). Опорное напряжение падает на программирующем резисторе R₁, и так как это напряжение является постоянным, то через резистор установки выхода R₂ протекает постоянный ток, определяющий выходное напряжение:

Ток 100 мкА, протекающий через вывод регулировки, создает ошибку, поэтому схема LM117 была разработана с учетом необходимости минимизировать I_рег и сделать его независимым от изменений на входе и в нагрузке. Для этого от выхода через R₁ и R₂ должен отбираться ток, равный начальному току нагрузки. Если нагрузка на выходе недостаточна, то напряжение на выходе увеличится.

Внешние конденсаторы. Рекомендуется использовать шунтирующий конденсатор на входе. Почти во всех практических случаях для этой цели подойдет дисковый конденсатор емкостью 0,1 мкФ или танталовый конденсатор емкостью 1 мкФ. Схема более чувствительна к отсутствию шунтирующего конденсатора на входе, когда используется конденсатор на выводе регулировки и выходной конденсатор, но указанные выше значения емкости на входе устраняют возможные трудности.

Для более сильного подавления пульсаций в LM117 можно зашунтировать на землю вывод регулировки. Шунтирующий конденсатор в данном случае предотвращает усиление пульсаций при увеличении выходного напряжения. Шунтирующий конденсатор емкостью 10 мкФ обеспечивает ослабление пульсаций на 80 дБ при любом уровне на выходе. На частотах выше 120 Гц увеличение емкости выше значения 10 мкФ не вызывает соответствующего увеличения коэффициента подавления пульсаций. При использовании шунтирующего конденсатора иногда нужно использовать защитные диоды для предотвращения разряда конденсатора через внутренние слаботочные цепи и разрушения схемы.

В общем наиболее подходящими являются танталовые конденсаторы. Танталовые конденсаторы обладают низким импедансом даже на высоких частотах. На высоких частотах алюминиевый электролитический конденсатор емкостью 25 мкФ эквивалентен танталовому конденсатору емкостью 1 мкФ. На высоких частотах хорошо использовать также керамические конденсаторы, но у некоторых типов таких конденсаторов на частотах вблизи 5 МГц наблюдается большой спад емкости. В связи с этим может оказаться, что дисковый керамический конденсатор емкостью 0,01 мкФ работает лучше в качестве шунтирующего, чем дисковый конденсатор емкостью 0,1 мкФ.

Хотя схема LM117, как и всякая схема с обратной связью, работает стабильно и без выходных конденсаторов, некоторые значения внешних емкостей могут привести к чрезмерному «звону». Это относится к диапазону емкостей от 500 до 5000 пФ. Танталовый конденсатор емкостью 1 мкФ или алюминиевый электролит емкостью 25 мкФ на выходе устраняет этот эффект и обеспечивает стабильность.

Стабилизация по нагрузке. LM117 может обеспечить очень хорошую стабилизацию по нагрузке, но для получения самых хороших характеристик следует принять некоторые меры. Резистор, задающий ток, подключаемый между выводом регулировки и выходом (обычно имеет сопротивление 240 Ом), следует подключать непосредственно к выходу стабилизатора, а не вблизи нагрузки. Это устраняет возможность того, что падение напряжения в линии будет последовательно опорному напряжению и ухудшит стабилизацию. Например, стабилизатор напряжения 14 В с сопротивлением 0,05 Ом между стабилизатором и нагрузкой обеспечивает следующую стабилизацию по нагрузке с учетом сопротивления линии: 0,05 Ом·I_н.

Если задающий резистор подключить вблизи нагрузки, то эффективное сопротивление линии будет равно 0,05 Ом [1 + (R₂/R₁)], т. е. в данном случае стабилизация будет в 11,5 раза хуже.

Рис. 2 иллюстрирует влияние резистора, подключаемого между стабилизатором и задающим резистором с сопротивлением 240 Ом.

Рис. 2. Стабилизатор с сопротивлением линии на выводе выхода.

При использовании корпуса ТО-3 нетрудно уменьшить сопротивление между корпусом и задающим резистором, для этого нужно использовать два отдельных провода. Однако при использовании корпуса ТО-5 нужно принять меры для того, чтобы уменьшить длину провода, присоединяемого к выходу. Один конец резистора R₂ можно подключить к земле вблизи земли нагрузки, это обеспечивает возможность дистанционного управления землей и улучшает стабилизацию по нагрузке.

Защитные диоды. При подключении внешних конденсаторов к любым стабилизаторам на интегральных схемах иногда необходимо подключать защитные диоды для предотвращения разряда конденсаторов через слаботочные цепи стабилизатора. Большинство конденсаторов емкостью 10 мкФ имеют достаточно небольшое внутреннее последовательное сопротивление, на котором при закорачивании возникает пиковый импульс тока величиной до 20 А. Хотя этот всплеск имеет небольшую длительность, он обладает достаточной энергией для разрушения интегральной схемы.

Если к стабилизатору подключен выходной конденсатор и вход закорочен, то выходной конденсатор разряжается через выход стабилизатора. Ток разряда зависит от величины емкости, выходного напряжения стабилизатора и скорости спада U_вх. В LM117 цепь разряда проходит через большой переход, который выдерживает без последствий пик тока 15 А. Этого нельзя сказать о других типах стабилизаторов положительного напряжения. Для выходных конденсаторов емкостью 25 мкФ и ниже нет необходимости использовать диоды.

Шунтирующий конденсатор вывода регулировки может разряжаться через слаботочный переход. Разряд происходит тогда, когда закорочен или вход, или выход. В LM117 имеется внутренний резистор 50 Ом, который ограничивает пиковый ток разряда. Для выходных напряжений, не превышающих 2 В, и конденсаторов с емкостью до 10 мкФ защита не нужна.

На рис. 3 показан стабилизатор LM117 с защитными диодами, которые предназначены для выходных напряжений выше 25 В и больших выходных емкостей.

Рис. 3. Стабилизатор с защитными диодами. U_вх = 1,25 В [1 + (R₂/R₁)] + R₂I_рег; D₁ обеспечивает защиту для С₁; D₂ обеспечивает защиту для С₂.

Принципиальная схема

Резистор R₆ — подстроечный.

Типовые применения (продолжение)

Стабилизатор напряжения 15 В с замедленным включением.

Регулируемый стабилизатор с улучшенным коээфициентом подавления пульсаций.

_{1) Танталовый; * разряжает С1 если выход замкнут накоротко на землю.}

Стабилизатор напряжения 10 В с повышенной стабильностью.

Высокоточный регулируемый стабилизатор напряжения (три LM195, соединенные параллельно, обозначены как транзистор в прямоугольнике).

_{1) Танталовый; * минимальный нагрузочный ток 30 мА.}

_{2) Необязательный элемент, увеличивает подавление пульсаций.}

Стабилизатор напряжения от 0 В до 30 В.

Мощный повторитель.

Стабилизатор постоянного напряжения/постоянного тока на 5 А.

_{1) Танталовый; * излучает свет в режиме стабилизации тока.}

Стабилизатор тока 1 А.

Стабилизатор напряжения 1,2-20 В с заданным минимальным током.

_{* Минимальный ток нагрузки ~ 4 мА.}

Усилитель с большим коэффициентом усиления.

Недорогой импульсный стабилизатор на 3 А.

_{1) Танталовый; * сердечник типа Arnold А-254168-2 имеет 60 витков.}

Импульсный стабилизатор на 4 А с защитой от перегрузки (три LM195, соединенные параллельно, обозначены транзистором в прямоугольнике).

_{1) Танталовый; * сердечник типа Arnold А-254168-2 имеет 60 витков.}

Прецизионный ограничитель тока.

Следящий предстабилизатор.

Высоковольтный стабилизатор.

Блок регулируемых стабилизаторов с единым управлением.

_{* Разброс выходов в пределах ±100 мВ; 1) минимальная нагрузка 10 мА.}

Стабилизатор напряжения переменного тока.

Регулируемый стабилизатор на 4 А.

Зарядное устройство для аккумулятора на 50 мА.

_{* Rycт устанавливает выходное сопротивление схемы равным Rвых = Rуст + (R2/R1]: Rуст обеспечивает небольшую скорость заряда при полностью заряженной батарее.}

Зарядное устройство на 6 В с ограничением тока.

_{* Устанавливает пиковое значение тока (0,6 А для 1 Ом).}

Схема подключения

Металлический корпус.

Порядковые номера LM117K, LM217K или LM317K, см. корпус 18.

Металлический корпус.

Порядковые номера LM117H, LM217H или LM317H, см. корпус 9.

Пластмассовый корпус.

Порядковый номер LM317T, см. корпус 26.

Пластмассовый корпус.

Порядковый номер LM317P, см. корпус 37.

_{Производятся в соответствии со следующими патентами США:}

_{3083262, 3189758, 3231797, 3303356, 3317671, 3323071, 3381071, 3408542, 3421025, 3426423, 3440498, 3518750, 3519897, 3557431, 3560765, 3566218. 3571630, 3575609, 3579059, 3593069, 3597640, 3607469, 3617859, 3631312, 3633052, 3638131, 3648071, 3651565, 3693248.}

_{Фирма не несет ответственности за применение представленных здесь схем, патентов на схемы нет, фирма оставляет за собой право без предупреждения изменять указанные схемы.}